微波技术基础课后参考答案 (田加胜版)

1 第一章

1.7 终端反射系数LL1j25; 55ZLZ050j5050j50j1j2,

ZLZ050j5050100j502j551L535; 终端驻波比L1L25151ZjZ0tand45010(2j). Zin()Z0L502j8Z0jZLtand50j(50j50)tan450j50j50tan1.11 终端反射系数L值L,相角L=.

13ZLZ0250-50011j=-=e,终端反射系数模ZLZ0250+50033依据行驻波状况时电压的变更纪律可知：

L=时,若n1,则L4n234,电压处于波腹点,是以在输入

端电压处于波腹点.

UmaxUL(1L)500V,所以UL=I1500V375V4ULZ0,UminUL(1L)250V;

minmax500(1L)1A,I500ULZ0(1L)2500.5A. 500因为RLZ0,负载处为电压波节点;驻波比

11+LZ==32,Rmin0250,RmaxZ01000.

1-L1-131+1.13 （1）

j22pp8负载

z1处的反射系数

(z1)Lej2z1LejLj0.5,是以L0.5.随意率性不雅察

点z处的反射系数(z)Lej2z0.5ej2z;等效阻抗

1(z)10.5ej2zZ(z)Z0501(z)10.5ej2z.

（2）已知LZL50/3.

ZLZ0ZLZ0,Z050;（1）中求得L0.5,可解出

（3）由等效阻抗公式

ZL5010.550/3. 10.5LL10.5ej2zZ(z)5010.5ej2z,取z=0,得

22)1.14 lmin1(, 444422L所以sin(lmin1)sin(2L2)cos(),cos(lmin1)cos(L)sin(L).

2222L或：在lmin1处的输入阻抗为Zlmin1Z0Z0ZLjZ0tanlmin1

Z0jZLtanlmin1所以Z0jZLtanlmin1ZLjZ0tanlmin1 1.15

ZL0（,

a）终

,

端短路：,

ZZ0j2z(z)Leej2zZLZ023j23()e21231()33320. Z()jZ0tan()0或Z()Z032221()2（

ZLb,

）终端,

开路：,

ZZ0j2z(z)Leej2zZLZ0214j2j155()ee5112Z()jZ0cot()jcot. 555（c）虚线右半部分：负载为Z0,长度为

传输线的输入阻抗5ZinZ0ZLjZ0tandZjZ0tandZ00Z0;

Z0jZLtandZ0jZ0tand是以,从最左端看去,负载为两个Z0并联,等效负载阻抗为Z02.

Z0jZ0tan42Z, 传输线输入端阻抗ZinZ020Z0Z0jtan24反射系数(z)ZLZ0j2zeZLZ0Z0Z0j21124e=-ej=. Z033Z02（d）终端短路的/4传输线输入阻抗为,终端匹配的/2传输线输入阻抗为Z0,所以支节点处等效输入阻抗为||Z0Z0;再经/2阻

Z0Z0-j2抗变换得输入端输入阻抗为Z0,反射系数e2=0;

Z0Z0（e）终端阻抗2Z0经由两个/2阻抗变换之后输入阻抗仍为2Z0,另一歧路在支节点处输入阻抗仍为Z0/2,所以支节点处等效输入阻抗为2Z0||Z0/22Z0/5;再经/4阻抗变换得输入端输入阻抗为

Z022Z0/5Z0-j2335Z0/2,反射系数e4=-e-j; 2Z0/52Z0/5Z077（f）主线上第一节点处输入阻抗为Z0,支线支节点处

ZinZ0Z0jZ0tanZ0jZ0tan8Z,支节点等效输入阻抗Z||ZZ/2,输入端

00008Z0/2Z0-j21等效阻抗仍为Z0/2,反射系数e2=;

Z0/2Z03（g）支节点处输入阻抗2Z0||2Z0Z0,输入端输入阻抗Z0,反射系数

Z0Z0-j2e2=0.

Z0Z01.16

LZLZ025-j25-5025j251j=0.2j0.4ZLZ025-j25+5075j253j,

51+5=3+52.6171-251-51+,距离负载0.375处阻抗

38ZZLjZ05025j25j50ZinZ003Z0jZL50j(25j25)Z0jZLtan 825j755050(2j)25j25ZLjZ0tanYL1111j,YL的实部等于Y0=,

25j25505050依据传输线导纳公式：

依据单支节在传输线上的匹配前提：Yinz的实部应为Y0=以：

2150,是

1tanz211,tanz0或2

当tanz0时,单支线在主线d0处（即终端负载处）,此处

Yinz1111j=j.是以短路支节导纳为-50j50tand5050,所以tand1,

支节长度l/8.

当tanz2时,单支线在主线d所以短路支节导纳为

l11arctan2处,此处Yinzj.2502511j=25j50tand,所以tand0.5,支节长度

arctan0.5. 21+-12; 5,所以+131-1.17 已知相邻电压波节点之间的距离=45cm,所以=90cm;

2第一电流波腹点（电压波节点）设为lmin1,则2lmin1-,所以

L2jjlmin1=,由=90cm,lmin1=20cm得-,所以LLee9,

4439LLL2j1+e91L=2503725.19j595.27. 进而可求出ZLZ01L2j1e931.21

（1）将负载阻抗归一化得zL30j150.6j0.3,对应圆图上点50A;

在等反射系数圆上往电源偏向顺时针扭转/6（120度）得到点B;读取B点的阻抗为91.5493+j13.4512; （2）将输入阻抗归一化得zL60j55111+j,对应圆图上点6012A;从A

点做OA射线,得角度为65.3785;从A点做等反射系数圆与X轴右半轴交点,读出=2.4;依据（3）在X轴左半轴读出=-10.4167; +11=0.4的地位,对应圆图点2.5A;在圆图等

反射系数圆上,往负载偏向逆时针扭转0.15（108度）,读出归一化负载阻抗为zL0.88-j0.91,ZLZ0(0.88-j0.91)52.8j54.6.

1.22 将负载阻抗归一化zL0.5+j0.5,对应圆图点A;从点A沿电源偏向扭转

2

圈,得到

BB'处输入阻抗

得

到

zBB'0.5j0.5,ZBB'Z’z0zBB'50j50;再将BB'归一化对应圆图上点

B,扭转4圈

zAA'0.25j0.25,ZAA'Z0zAA'200(0.25j0.25)50j50.

2 第二章

2.6 a7.214cm,b3.404cm,矩形波导的截止波长c对于TE10模,m=1,n=0,c210ab222mnab22;

2a14.428cm,

3108fc2.07929GHz,故ffc,不消失TE10模; 3c14.42810c对于TE01模,m=0,n=1,cc201ab222b6.808cm,

3108fc4.40658GHz,ffc,也不消失TE01模; 3c6.80810显然TE11和TE22模的截止频率大于TE10和TE01,也不成能消失TE11模和

TE22模.

2.7 a10mm,b6mm,对TE10模,c对于TE01模,c201ab22210ab222a20mm;

2b12mm;

对于TE11模,c211ab221210210.29mm.

22136(ab)2ab2.9 a22.8mm,b10.15mm,工作波长12mm.

TE10模：c2a45.6mm,可以消失; TE01模：c2b20.3mm,可以消失; TE02模：c202ab22b10.15mm,不成以消失;

TE11(

211ab22TM11)模：

c2ab(a2b2)2231.4218.5454mm,可以消失;

519.84103.0225TM12TE12(

212ab22)：

c2ab(4a2b2)2231.429.9075mm,

2079.36103.0225不消失;

TE21(

221ab22TM21)模：

c2ab(a24b2)2231.4215.1641mm,

519.84412.09可以消失;

TE20模：c220ab22a22.8mm,可以消失; 2a15.2mm,可以消失; 31a11.4mm,不成以消失; 2TM31TE30模：c230ab22TE40模：c240ab22TE31（

231ab22）：

c2ab(a29b2)2231.4212.167mm,可以消失.

519.849412.092.15 圆波导的主模为TE11模,其截止波长

c3.41R3.413cm10.23cm;

截止频率

w231089fc2.9310Hz;波导波长 210.2310K2Kc21010247.426cm;

220.044461(/c)1(10/10.23)10102波形阻抗ZTE1111201787. 221(/c)1(10/10.23)2.16 TE11模c3.41R3.41cm3cm,TM01模c2.61R2.61cm3cm,所以只能传输TE11模.

2.18 K2Kc2,因为波在两波导中传输时和K都相等,所以截止波束Kc也相等,即两个波导中截止波长相等.矩形波导中TE10模

Kca,c22aKc,圆波导TE01模c1.64R,所以圆波导半径

27.11103mR8.67mm.

1.642.21 衰减L20lgeclln10511.513100dB,求出c115.13dB/m;

l0.13108tanm3cm,已知c8.686(2280),tan0.001,9210101(/c)由以上解得c3.00cm3.41R,所以圆波导的半径R0.88cm. 3 第三章

3.5 微带线传输的主模是准TEM模;现实上微带传输线的准TEM模的场部分在空气中,部分在介质中,一般用等效介电常数eff来暗示这种情形对传输特征的影响.eff的界说如下：

effCC0,C0为无介质填充时微带传输线单位长度的散布电容,C为

现实上部分填充介质时微带传输线的单位长度上的散布电容.介质填充系数q[1(11210h1/2)].当w/hw1时,eff1q(r1).

3.10 w/h=0.95<1,疏忽导带厚度,

Z0060ln(8hw)w4h110h1/260ln(8.4210.2375),q[1(1)]0.6473,

2w129.5125eff1q(r1)10.6473(9.51)6.5;Z0Z00eff129.512550.79. 6.54 第四章

4.1 微波谐振器和低频谐振器回路重要有3点不合：

1）LC回路为集总参数电路,微波谐振器属于散布参数电路,所以LC回路能量只散布在LC上,而微波谐振器的能量散布在全部腔体中;

2）LC回路在L及C一准时,只有一个谐振频率,而微波谐振器有无穷多个谐振频率,这称为微波谐振器的多谐性;

3）微波谐振腔储能多,损耗小,是以微波谐振器品德因数很高,比LC回路的Q值高许多. 4.4

Z0=600.1m,

a103m,

b1.5102m,特征阻抗

bln60ln366; a23108r2fr2v/1.8851010;

0.1l=r11tgpr2rCZ020.1110.1tgp. 10-921.88510106621.2810-5+p5102m12mnpabl22224.9 已知fr,

2231081019fr3GHz时,有3102abl229;

23108103fr6GHz时,有6102abl;

解得a116.3cm,l8.2cm,b=110+2.61R2l222.61R2.615cm13.05cm;

l15cm时,l/R=3>2.1,最低谐振模式为TE111模,谐振波长

122=111+3.410.0520.1522=11+3.41R2l114.8cm.

34.399+11.11