线性功放的数字基带预失真器

线性功放的数字基带预失真器

姓名：王晶琦申请学位级别：硕士专业：电磁场与微波技术指导教师：朱晓维;蒋伟

20051215

摘譬线性功放的数字基带预失真器硕士生：王晶琦指导教师：朱晓维教授，蒋伟讲师摘要随着无线通信技术的飞速发展，移动用户数量急剧增长，通信频段变得越来越拥挤。为在有限的频谱范围内容纳更多的信道，普遍采用ＱＰＳＫ、ＱＡＭ等高频谱利用率的调制方式。这些方式不可避免地使信号包络抖动（产生非恒定包络调制信号），这对于系统的末级功放提出了很高的线性要求。当前流行的功放线性化技术中，数字预失真技术因其适应性强、动态范围广、频带宽等特点而备受瞩目。本文主要研究可以适用于射频功放线性化的数字基带预失真器，采用基于ＬＵＴ的数字预失真技术，完成了整个预失真器的设计、仿真、硬件实现和性能测试。本文首先论证了基于ＬｕＴ数字预失真技术的优点和算法可行性；然后利用ＡＤＳ软件对整个预失真器进行硬件仿真，双音信号和ＷＣＤＭＡ信号仿真结果良好；接着给出了该预失真器的具体硬件电路框架，对电路中的重要芯片进行了介绍；最后，对设计完成的预失真器进行了功能实测。测试中，选用了８Ｗ的砷化镓场效应功率放大器，观察预失真器对其线性化效果。测试内容包括预失真前后的功放输出信号信号频谱及ＡＣＰＲ值比较，其中，ＡＣＰＲ的测试使用了ＣＤＭＡ２０００和自定义两种模式。测试过程中还使用两种不同峰均比的信号源分别进行激励，通过比较来分析信号峰均比对线性功放效率的影响。经过测试比较，结果表明该预失真器达到了预定的设计要求，功放输出信号的频谱形状有较大改善，ＡＣＰＲ值改善幅度最大达到８ｄＢ。【关键词】数字基带预失真ＬＵＴ功率放大器线性化峰均比ＡＤｉｇｉｔａｌＢａｓｅｂａｎｄＰｒｅｄｉｓｔｏｒｔｅｒｆｏｒＬｉｎｅａｒｉｚｉｎｇＰｏｗｅｒＡｍｐｌｉｆｉｅｒＭ．Ｓ．Ｅ．Ｅ．Ｃａｎｄｉｄａｔｅ：ＷＡＮＧＪｉｎｇｑＳｕｐｅｒｖｉｓｏｒ：Ｐｒｏｆ．ＺＨＵＸｉａｏｗｅｉ，ＩｎｓｔｒｕｃｔｏｒＪＩＡＮＧＷｅＡｂｓｔｒａｃｔＩｎｏｒｄｅｒａｎｄｔｏｓａｔｉｓｆｙｔｈｅｇｒｏｗｉｎｇｂａｎｄｗｉｄｔｈｒｅｑｕｉｒｅｍｅｎｔ，ｔｈｅｌｉｎｅａｒｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｍｅｔｈｏｄｓ（ＱＰＳＫＱＡＭｅｔａ１）ａｒｅｗｉｄｅｌｙｕｓｅｄｉｎｒｅｃｅｎｔｗｉｒｅｌｅｓｓｓｙｓｔｅｍｓ．Ｕｎｆｏｒｔｕｎａｔｅｌｙ，ｓｕｃｈｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｓｒｅｓｕｌｔｉｎｌａｒｇｅｎｏｎ－ｃｏｎｓｔａｎｔｅｎｖｅｌｏｐｅ（ｈｉｇｈｐｅａｋ－ｔｏ－ａｖｅｒａｇｅｒａｔｉｏ），．ｗｈｉｃｈｍａｋｉｎｇｔｈｅｓｙｓｔｅｍｓｅｎｓｉｔｉｖｅｔｏｎｏｎｌｉｎｅａｒｉｔｙｏｆｔｈｅｐｏｗｅｒＰＡｉｓｔｏｕｓｅａｍｐｌｉｆｉｅｒ（ＰＡ）．Ｏｎｅｏｆｔｈｅｋｅｙｗａｙｓｔｏｒｅｌａｘｔｈｅｌｉｎｅａｎｔｙｒｅｑｕｉｒｅｍｅｎｔｓｏｆｗｉｔｈｓｅｖｅｒａｌｅｘｉｓｔｉｎｇｌｉｎｅａｒｉｚａｔｉｏｎｔｈｅｄｉｇｉｔａｌａｓｐｒｅｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ（ＰＤ）ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ．Ｃｏｍｐａｒｅｄｍｅｔｈｏｄｓ，ｓｕｃｈｂａｃｋ－ｏｆｆａｎｄｆｅｅｄ—ｆｏｒｗａｒｄ，ｗｈｉｃｈｉｍｐｒｏｖｅｔｈｅＰＡｌｉｎｅａｆｉｔｙａｔｔｈｅｃｏｓｔｏｆｔｈｅｐｏｗｅｒｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ，ｔｈｅｄｉｇｉｔａｌＰＤｔｅｃｈｎｉｑｕｅｈａｓｇａｉｎｅｄｍｏｒｅａＲｅｎｔｉｏｎｓｄｕｅｔｏｔｈｅｉｍｐｒｏｖｅｍｅｎｔｏｆｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙａｎｄｔｈｅｓｉｍｐｌｉｃｉｔｙｏｆｄｉｇｉｔａｌｉｍｐｌｅｍｅｎｔａｔｉｏｎｓＩｎｔｈｉｓｐａｐｅｒ，ａｄｉｇｉｔａｌｐｒｅｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎｕｎｉｔｉｓｐｒｅｓｅｎｔｅｄｔｏｌｉｎｅａｒｉｚｅｔｈｅＲＦｐｏｗｅｒａｍｐｌｉｆｉｅｒ’Ｓｏｎｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ．ＴｈｅｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｏｆＷＣＤＭＡＩＸｍｏｄｕｌａｔｅｄｓｉｇｎａｌｂａｓｅｄＡＤＳｗａｓｐｅｒｆｏｒｍｅｄｔｏｉｎｖｅｓｔｉｇａｔｅｔｈｅｅｆｆｅｃｔｏｆｄｉｇｉｔａｌｐｒｅｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ．Ｆｉｎａｌｌｙ，ｔｈｅｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｒｅｓｕｌｔｓｓｈｏｗｔｈｅｅｘｃｅｌｌｅｎｔｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｏｆｔｈｉｓｕｎｉｔ，ｓｕｃｈａｓｔｈｅＡＣＰＲｉｍｐｒｏｖｅｍｅｎｔｉｓ８ｄＢｆｏｒｐｓｅｕｄｏｎｏｉｓｅ．Ｅｖｉｄｅｎｔｌｙ，ｔｈｉｓａｉｍｐｒｏｖｅｄｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒｃｏｎｔａｉｎｓｗｏｎｄｅｒｆｕｌｐｏｓｓｉｂｉｌｉｔｉｅｓａｎｄｍｉｇｈｔｂｅａｎｄｇｏｏｄｃａｎｄｉｄａｔｅｆｏｒＷＣＤＭＡＣＤＭＡ２０００ｂａｓｅｓｔａｔｉｏｎｓ．［ＫｅｙＷｏｒｄｓｌｄｉｇｉｔａｌｐｒｅｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ，ＬＵＴ，ｐｏｗｅｒａｍｐｌｉｆｉｅｒ，ｌｉｎｅａｒｉｚａｔｉｏｎ，ＣＣＤＦ东南大学学位论文独创性声明本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得东南大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示了谢意。研究生签名：土＆遣日期：ｚ缸Ｄ以东南大学学位论文使用授权声明东南大学、中国科学技术信息研究所、国家图书馆有权保留本人所送交学位论文的复印件和电子文档，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。本人电子文档的内容和纸质论文的内容相一致。除在保密期内的保密论文外，允许论文被查阅和借阅，可以公布（包括刊登）论文的全部或部分内容。论文的公布（包括刊登）授权东南大学研究生院办理。研究生签名：主是盎导师签名：日期：姗ｓ，１址孥Ｊ了第～章绪论弟一早珀下匕第一章绪论§１．１课题背景近年来，无线移动通信技术在世界范围内飞速发展，全球移动用户数急剧增长，已经超过了固定用户数。而通信业务也由最初的单一通话业务推广到现在３Ｇ的多媒体等服务，除了多媒体业务，未来移动通信还要实现两个重要方面，即提供无所不在的服务和全球性的服务…。为了能向高速和低速移动用户提供话音、数据、会议电视及多媒体等多种服务，３Ｇ系统必须拥有更大的容量，更好的通信质量和更高的频带利用率，这就对硬件电路系统提出了更高的要求，尤其是发射子系统的功放单元。通信容量和传输速率的不断增大，直接导致通信频段变得越来越拥挤。为在有限的频谱范围内容纳更多的通信信道，要求在技术上采用频谱利用率高的调制方式，例如ＱＰＳＫ、ＱＡＭ。这些调制方式不可避免的会产生包络波动（产生非恒定包络调制信号）。对于末级放大器就有了更高的线性要求，以避免对ｌ临近信道的干扰，保证调制的窄带的特性。而对于将来具有更大发展潜力的，适用于无线高速传输以及良好抗多径衰落特性的ＯＦＤＭ多载波系统而言，由于其本身具有较高的ＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ－ｔｏ—ＡｖｅｒａｇｅＰｏｗｅｒＲａｔｉｏ），就对宽带通信系统的线性度提出了更高的要求“１。如何提高系统的线性度是宽带系统期待解决的一个共同问题。为了解决线性度的问题，可以采用三种方法：一种方法是选择合适的超线性半导体器件，设计出符合性能要求的宽带发信机。不过这种办法花费巨大，且技术难度很高；第二种方法是将整个发射通道进行功率回退．使发射通道工作在线性区，这种方法大大降低了系统的工作效率；第三种方法是采用线性化技术，即采用适当的外围电路，对发信通道的非线性特性进行校正，从而在电路整体上呈现对输入信号的线性放大效果。这种方法避开了难度很大的器件制造技术，采用成本相对较低的器件，不仅形式多样，而且器件的选择也较灵活，因此，在目前看来是最适合的方法。在当今射频发射机的设计中，功率放大器（特别是末级功放）的线性度是影响整个系统线性度的关键问题。功放线性不佳的直接后果就是产生各种非线性失真，造成信号带内和邻道干扰。随着现代大容量数字通信技术的迅速发展，对系统的性能，特别是功放线性度的要求亦越来越高。在这种情况下，各种功放线性化技术便应运而生了。§１．２功放线性化技术当前流行的线性化技术有功率回退，反馈，前馈，预失真等技术，下面对这些技术进行简单介绍。东有大学硕上学位企．上§１．２．１功率回退（Ｂａｃｋ—ｏｆｆ）由于∞姒的射频信号为非恒定包络，因此不同于恒定包络信号，射频功放不能被推到压缩状态，而必须采用功率回退的方法使功放工作于线性状态。其原理为选用功率较大的管子作为小功率管使用，实际上是以牺牲功放效率来提高功放线性度。功率回退法简单且易实现，不需要增加任何附加设各，是改善放大器线性度行之有效的方法，缺点是功率放大器的效率大为降低。另外，当功率回退到一定程度，即当ＩＭ３（三阶交调系数）达到－４０ｄＢｃ以下时，继续回退将不再改善放大器的线性度。因此，在线性度要求很高的场合，仅靠功率回退是不够的。§１．２．２负反馈Ｏ帕ｇａｔｉｖｅＦｅｅｄｂａｃｋ）“ｍ１负反馈是将功率放大器输出的非线性失真信号反馈到输入端，与原输入信号共同作为功率放大器的输入信号，以减少功率放大器的非线性。图ｉ．１是负反馈法的原理图；图１．１负反馈原理图ＰＡ是功率放大器，Ｂ是反馈网络，在ｌ端输入微波信号，２端输出含有三阶交调分量，该输出信号通过耦合器是一部分信号进入反馈网络Ｂ，通过反馈网络时使信号倒相，再经过耦合器输入功率放大器，最后，在功率放大器输出端口输出的基波信号虽比没有反馈网络时有所损失，但三阶交调分量得到了明显的抑制。§１．２．３前馈（Ｆｅｅｄｆｏｒｗａｒｄ）“““１应该说，前馈技术起源于反馈，它与反馈的不同在于信号由输入耦合加于输出。在概念上，前馈完全同于反馈。如图１．２．由主放大器，耦合器，衰减器１，合成器，延时线１，功分器组成环路１，其作用是抵消放大器的主载频信号；由耦合器ｌ，延时线２，耦合器２。衰减器２，辅助放大器，合成器，衰减器１组成环路２，其作用是抵消放大器非线性产生的交调分量，改善功放的线性度。射频信号输入后，经功分器分成两路。一路进入主功率放大器，由于其非线性失真，输出端除了有需要放大的主频信号外，还有三阶交调干扰。从主功放的输出中耦合一部分信号经衰减器１调节幅度，并与另一路经过延时线１延时的输入信号在合成器中叠加，使主频信号完全抵消，只剩下反楣的三阶交调分量。三阶交调分量经辅助放大器放大后与经延时线２延时的主功率信号在耦合器２第一章耆论２中叠加，抵消主功放的三阶交调干扰，从而得到线性的放大信号。图１．２前馈线性化技术原理图§１．２．４预失真（Ｐｒｅｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）…预失真技术，顾名思义，就是在功率放大器前增加一个非线性电路，使信号通过放大器前已经失真。预失真技术的框图如图１．３所示，输入信号通过预失真器，经过预失真校正成为预失真信号后，进入功放，输出线性度更好的信号。理想情况下，预失真器将提供一个与功放相反的非线性特性（幅度相等，相位相反），用于抵消放大器的非线性，使得最终的功放输出呈线性，如图１．４。图１．３预失真线性化电路框图丝＋匕一匕．预失翼器增益功放本身增益功放最终输出图１．４预失真器基本原理预失真技术根据预失真对象（信号）可以分为射频预失真州、中频预失真和基带预失真“ｏ¨“１。射频预失真的调整相应的在射频上完成。预失真器的２个复数增益调整器分别按工作函数的输出调整幅度和相位。输入信号的包络作为工作函数的输入量，反馈通路用边带带通滤波器对需要抑制的频谱（邻道频率）取样，并借助ＤＳＰ调整工作函数的输出参数使不需要的信号最小。中频预失真的调整是在中频上实现的，基带信号在中频上完成调制，经上变频输出已调射频信号，将已调中频信号的包络作为工作函数表的输入量和功放输出信号的参考标准。耦合器对功放输出取样，经带通滤波器得到需要抑制的边带信号（邻道干扰），检波输出与未失真的参考标准比较得东南天堂颂ｅ学位论Ｚ到失真量。这种方法可以同时补偿上变频器引入的非线性。基带预失真的调整是在基带上实现的，它是利用复数增益调整器来调整输入信号的幅度和相位，其调整量由工作函数表中功放的ＡＩｌ一心和埘一ＰＭ非线性控制。这个工作函数表的输入量是经过非线性控制。这个工作函数表的输入量是经过时延的输入信号，输出量是输出信号减去输入信号（即失真量）。自适应的过程就是借助ＤＳＰ或ＦＰＧＡ不断调整工作函数表中的值使失真量最小。射频预失真与中频预失真一般采用模拟电路来实现，具有电路结构简单、成本低、易于高频、宽带应用等优点，但是频谱再生分量改善较少、高阶频谱分量抵消较困难。数字基带预失真的基本框架如图１－５所示。图中己调射频信号均以其基带复包络的形式表示，虚线框内的信号变换过程全部在数字域内由数字信号处理器软件完成。图１．５基带数字预失真技术框图§１．２．５各种线性化技术比较功率回退简单易行，不需要增加任何设备，只需要把功率放大器的输入功率从ｉｄＢ压缩点向后回退凡个分贝，工作在远小于ＩｄＢ压缩点的电平上，使功率放大器脱离饱和区，所以功率回退法在目前仍然是～种行之有效的办法。缺点也很明显，功率放大器的功率利用率大为降低。另外，当ＩＭ３达到一４０ｄＢｃ以下时，继续回退将不再改善放大器的线性度。因此，在线性度要求很高的场合，仅仅靠功率回退还不够，必须将功率回退法和其他线性化措施结合在一起使用。前馈技术既提供了较高校准精度的优点，又没有不稳定和带宽受限的缺点。当然，这些优点是用价格换来的，由于输出校准时，功率电平较大，校准信号需放大到较高的功率电平。这就需要额外的辅助放大器，而且要求这个辅助放大器本身的预失真特性应处在前馈系统的指标之上。但校准环中添加一个辅助功率放大器，因而总效率有所降低。前馈功放的抵消要求是很高的，需要获得幅度，相位和时延的匹配，如果出现功率变化，温度变化及器件老化等均会造成抵消失灵，为此，需在系统中考虑自适应抵消技术，使得抵消能够跟得上内外环境的变化。负反馈技术需要特别的处理时廷和所需的带宽，这种技术使得放大器带宽变窄，不适合宽频带放大。射频预失真技术具有电平效率高，成本低等优点。是目前较有发展前途的一种方法。不过，这种方法仍然需要使用射频非线性有源器件，控制和调整复杂，且频谱再生分量改善较少、高阶频谱分量抵消较困难。基带预失真技术不涉及难度大的射频信号处理，只是在低频部分对基带信号进行处理。采用基４第一章绪论带数字预失真，适应性较强，可使放大器得到宽的频带范围和宽的动态范围，特别是随着ＤＳＰ（数字信号处理技术）的快速发展，发展基带预失真技术将具有相当重要的意义。§１．３论文内容安排综上所述，基带数字预失真技术是一种极有发展前途的功放线性化技术，为了迎接即将到来的３Ｇ系统，对该技术进行深入研究是十分必要的。本课题所作的工作，就是对基于ＬｕＴ的数字预失真技术进行了较为深入的研究，基于这种技术，构建了一个适用于通信系统发射单元功率放大器的数字基带预失真器，对该预失真器进行了ＡＤＳ仿真，选用预失真芯片、ＦＰＧＡ、ＣＰＬＤ、ＭＣＵ等可擦写器件对其进行硬件实现，并最终对其进行了系统性能测试。测试结果表明这一预失真器达到了预定设计目标，可明显优化功放输出信号的频谱形状，输出信号的ＡＣＰＲ值有极大的改善，改善幅度最大可达８ｄＢ，该预失真器具有极高的实用及实验价值。本文将按照系统设计基础知识、方案论证和仿真、硬件实现和验证测试的顺序，力求完整清晰地叙述本课题完成的工作。全文分为五章：第一章绪论。介绍课题背景，简单介绍并比较了目前流行的几种功放线性化技术。第二章功放非线性分析。简要分析了功放的非线性，用频谱图形象地描述了特性，并从频谱角度解释了预失真技术的原理，介绍了一些功放非线性分析相关参数。第三章原理及算法。详细介绍了基于ＬＵＴ的数字预失真技术，并对其自适应算法进行了说明。第四章系统仿真与硬件实现。对预失真器进行了ＡＤＳ仿真，用仿真结果来指导具体硬件电路的实现。简单介绍了硬件实现的系统框图。对其中的预失真、ＭＣＵ等部分进行了单独介绍，并简单描述了系统时钟。第五章系统实测结果。对预失真处理前后的功放输出信号进行测试，，详细给出了信号ＣＣＤＦ，频谱、ＡＣＰＲ等相关指标的测试结果，并对测试结果进行了详细分析。５东两人学顺ｒ学位记，（第二章功率放大器的非线性分析§２．１幂级数分析设有一非线性功率放大器，其输出电压Ｖｏ（ｔ）是输入电压ｖｉ（ｔ）的函数：ｖ０（，）＝厂［ｖｌ（ｆ）］展开成幂级数形式：（２．１）ｖｏ＝岛Ｅ（ｒ）＋也ｔ（ｆ）＋岛口（ｒ）＋…当输入信号是单一频率的信号，ｖ（ｔ）＝¨ｃｏｓｗ，ｔ，则ｖｏ（ｒ）＝毛巧ｃｏｓｗ，ｔ＋ｋ２Ｖ，２ＣＯＳ２ｗｆ＋岛¨３ＣＯＳ３Ｈｒ＋．・．（２．２）＝丢如¨２＋（畸巧＋吾毛哆）ｃ。ｓⅥｒ＋ｌ。ｋ２Ｖ２分量，２ｗ，３ｗ，等谐波分量。ｃｏｓ２ｗｔ＋ｌ。ｋ３ｖ３ｃ。ｓ３Ⅵ，＋…（２．３）由（３）可以看出，由于放大器的非线性，输出信号中除了输入信号频率外，还出现了新的直流现在假设是双音信号输入，即ｖ（ｔ）＝¨（ｃｏｓｗｌｔ＋ｃｏｓｗｚｔ），则ＫＯ）＝毛¨（ｃｏｓｗＩｒ＋ｃｏｓＭｒ）＋也¨２ｃｏｓｗｉｔ＋ｃｏｓｗ２／）２＋岛¨３ｃｏｓＷＩｌ＋ＣＯＳｗ２ｔ）３＋．・＝岛¨２＋（岛¨＋罢岛巧３］ｃ。ｓｗｌｒ＋（毛Ｋ＋三岛¨３］ｃ。ｓ％ｒ＋如巧２ｃ。ｓ（ｗｌ—ｗ２）ｒｃｏｓ（ｗ。＋ｗ２）ｆ＋三岛¨２ｃ。ｓ２ｗｌ，＋圭红¨２ｃ。ｓ２心ｒ＋－３４毛ｖ？ｃｏｓ（２ｗｌ—ｗ２）ｆ＋吾岛口ｃ。ｓ（２％一Ｗ１），＋三岛¨２ｃ。ｓ（２ｗｌ＋ｗ２）ｒ＋三岛¨２ｃ。ｓ（２ｗ２＋ｗ１），＋屯¨２十－１４岛ｖ？ｃｏｓ３ｗｌｆ＋ｌｋｙ／ｃｏｓ３ｗ≯＋…咔ｆＩＩ躞Ａ（２．４）赋爵嚣譬图２．１双音信号非线性分析由（４）式可以看出，双音输入时输出端口的成分由直流，基频，二次和三次谐波２ｗＩ，２ｗ２，３ｗｌ及３Ｗ２，两阶交调分量ｗｔ±Ⅵ々，三阶交调分量２ｗｌ±ｗ２，２Ｍ±ｗｌ等分量组成。一般情况下，交调分量中的偶次分量由于离基波较远，可用滤波器滤除，其影响可以忽略不计。交调分６第二章曲串疲大器的非线性分析量中的奇次分量的危害较大，特别是其中的三阶交调分量，即频率为２ｗｌ—ｗ２，２ｗ２一ｗｆ的分量。因为其幅度最大，离主信号最近，且落在通带内，无法用滤波器滤除，因此危害最大，是主要考虑的非线性产物。如图２．１所示：§２．２频谱分析…３频谱图可以更为形象地表现功放非线性对信号的影响。如图２．２所示，单音信号通过理想功放（增益为恒定值）后，只在载波频率处有输出，没有任何失真。ｌ图２．２单音信号通过理想功放而单音信号通过非线性功放后，产生了直流分量，二次、三次谐波分量，载波处的输出信号幅度也受到了影响，如图２．３所示。将渡分缝图２．３单音信号通过非理想功放图２．４描述了双音信号通过非线性功放前后的频谱变化。此时的输出，不仅含有直流，基波与谐波分量，还出现了很多交调分量。由图中可以看出，三阶和五阶交调分量与基波频率相近，较难滤除。ＴＭＤ，和ＩＭＤｓ用来表示三阶与五阶交调分量大小与基波分量大小的差异，单位为ｄＢｃ。７东南，：望硕￡学位论』盏旨参｝‘图２．４双音信号通过非理想功放调制信号通过非线性功放的频谱如图２．５所示，此处调制信号假设为带宽５ＭＨｚ的ＷＣＤＭＡ信号。由图中可以看出，ＷＣＤ～ｔＡ信号通过功放后产生了严重失真，不仅对带内信号产生影响，带外还多出了５ＭＨｚ宽的邻道干扰，使得相应接收机的滤波、解调等操作难度大大增加。≤｜．ｉｒ盘ｏｒ．㈣｝掰４“一ｐ＃ｌｆ蔷稍秘冉｛瞒舻扣轴图２．５调制信号通过非理想功放以上是反映功率放大器非线性的ＡＭ／ＡＩｌ变换分析。除此之外，ＡＩｌ／ＰＩｌ变换也是一种非线性现象，即由输入信号幅度变化而引起输出信号的相位变化。如果这种现象出现在相位调制系统中，将使信号发生严重的畸变。Ａ５Ｉ／ＡＩＩ和ＡＭ／ＰＭ模型构成了分析功率放大器非线性特性的经典模型，但仅适用于无记忆系统，即非线性特性仅与当前输入信号的幅度有关。§２．３预失真技术频谱分析采用预失真线性化技术时，为了抵消功放的非线性特性，功放前的预失真器也需要表现出相应的非线性特性，以双音信号为例，通过预失真线性化电路时的频谱变化如图２．６所示，为表示出相位变化，图中频谱都以矢量形式给出。输入频率为ｆｔ和ｆｚ的双音信号，通过预失真器后产生所需的预失真分量，如图所示。预失真器产生了与功放失真相位相反的三阶分量（２ｔ＇ｉ－ｆ２，２ｆ２－ｆＯ与五阶分量（３ｆＩ－２ｆ２，３ｆ２－２ｆｉ），这些预失真分量通过菲线性功放之后将得到一定的放大，用于抵渭功放自身产生的三阶、五阶交调分量。当交调分量与这些预失真分量幅度相等，相位相反时，交调分量将被完全抵消。８第一荦功睾放人糟的非线性‘卜析圈２．６预失真线性化电路频谱变化预失真器所产生的三阶、五阶预失真分量，与功放产生的三阶、五阶交调分量相比，相位相反，幅度并不相等。为了尽可能彻底的抵消交调分量，在计算预失真器输出的奇数阶分量的幅度时，必须考虑的因素除了功放的增益，还有预失真分量通过非线性功放后产生的新的交调分量。想要完全抵消所有奇数阶的交调分量是十分困难的，一般而言，尽可能多地抵消三阶交调分量，该分量的危害最大。§２．４非线性分析的几个基本参数（１）ＩｄＢ压缩点当输入功率有限时，放大器输出功率随着输入功率的增加而线性增长，当输入增大到一定程度后，输出功率增加速度变慢，不再呈线性增长。由下图２．７可知，ｉｄＢ压缩点就是输出功率电平偏离线性变化功率值ＩｄＢ处的交点，此时的输入功率为Ｐｉ（１ｄＢ），输出为Ｐｏ（ｉｄＢ），显然ＩｄＢ压缩点反映了放大器的非线性失真程度。图２．７ｌｄＢ压缩点（２）三阶交调阻断点通常交调功率随输入信号功率的立方而变化，即输入功率每增加ＩｄＢ，交调失真功率就要增加３ｄＢ，如图２．８所示，随输入按３：１的速率上升。当交调输出功率电平与输入功率电平相等时，通信机就无法正常通信，该交叉点就被称为三阶交调阻断点，此时对应的输入功率用ＩＰ３（ｄＢｍ）表示。９东南、学顽？学位论上海Ｉ，？ＩＰ３Ｐｌ图２．８三阶交调阻断点（３）邻道功率比ＡＣＰＲＡＣＰＲ（ＡｄｊａｃｅｎｔＣｈａｎｎｅｌＰｏｗｅｒＲａｔｉｏ）是相邻信道平均功率（或指定的频偏）与发射信道平均功率之比。这个指标主要考察了发射机信号对相邻信道的干扰。利用ＡＣ豫可以快速、有效的观察出系统对带外信号发射的抑制能力。ＡＣＰＲ指标也在一定程度上反映了系统的线性度。ＡＣＰＲ－与所采用的ＣＤＭＡ信号码道配置有关的，这是因为不同的信号码道配置，信号的峰均功率比往往不同。图２．９邻道功率比ＡＣＰＲ一般具有更高的峰均功率比的信号更加容易受到系统中非线性器件（典型的如放大器）的非线性影响，峰值被压缩，从而使ＡＣＰＲ的值变差。１０第三章基于ＬＵＴ的数字预失真技禾第三章基于ＬＵＴ的数字预失真技术§３．１数字预失真技术数字预失真的基本原理如图３．１所示，预失真函数Ｆ和Ｇ都是输入信号Ｖｉ的幅度函数。实现预失真函数Ｆ的电路被称为预失真器。在数字预失真技术中，预失真器由数字电路组成。显然，当Ｇ（ＩＶｐＩ）虾（ＩＶｉＩ）＝ｋ时（ｋ为恒定常数），预失真器和功放串联可以得到预期的线性增益。图３．１数字预失真基本原理ＰｏｕｔＰｏｕｔ２ＰｏｕｔｌＰｉｎｌＰｉｎ３Ｐｉｎ２Ｐｉｎ圉３．２预失真器工作原理示意图如图３．２所示，曲线（１）为放大器特性曲线，可以看出在输入功率接近饱和区时，输入输出功率不再呈线性化。曲线（２）为我们假定的线性化曲线。假设输入信号为Ｐｉｎｌ，如图，若要使整个传输通道特性保持线性，即输入输出特性曲线为曲线（２）。则应当事先根据曲线（２）和Ｐｉｎｌ的值得到Ｐｏｕｔｌ，再将Ｐｏｕｔｌ的值代入功放特性曲线（１）得到Ｐｉｎ２，这样当功放输入功率为Ｐｉｎｌ末南丈幸硕上学位论正时，我们可以将其修正为Ｐｉｎ２输入功放，使得功放的输出功率为Ｐｏｕｔｌ，功放响应可以呈现出严格的线性关系。由Ｇ（１ＶｐＩ）卵（ＩＶｉＩ）＝ｋ可知，在输入功率为Ｐｉｎｌ的点上，预失真函数Ｆ（｜Ｐｉｎｌｌ）应该等于ＩＰｉｎ２／ＰｉｎｌＩ。由图３．２也可以看出，预失真器也是有一定的工作范围的，如输入信号为Ｐｉｎ３，则根据曲线（２）可得到Ｐｏｕｔ２，但Ｐｏｕ２已经超过了功放的最大输出功率，无论怎么增大Ｐｉｎ，都不可能得到Ｐｏｕｔ２输出。因此，预失真器有一定的工作范围限制，只可能修正在功放最大输出功率以内的信号。§３．２基于ＬＵＴ的数字预失真技术“州“¨”’各种基带数字预失真技术中，目前较为流行的方法是基于查找表（ＬＵＴ）法，它具有结构简单处理速度快，实时性好等优点。§３．２．１基本结构基于ＬＵＴ的数字预失真方法是将预失真特性预先存储在一个ＬＵＴ中，利用基带输入信号幅度作为ＬＵＴ指针，根据每一个输入信号的幅度，从ＬＵＴ中提取出相应的合适表值，用于控制输入信号的幅度和相位，对输入信号进行预失真。图３．３查找表数字预失真基本模型目前基于查找表的数字预失真结构大同小异，如图３．３，输入端的信号经过Ａ／Ｄ变换后得到数字域中的等价复信号Ｖｉ，通过复数乘法器，根据Ｖｉ的幅值大小查找ＬＵＴ，与表中抽取的相应复系数相乘，季导到预失真后的信号Ｖｐ。Ｖｐ经过Ｄ／Ａ变换后，通过线性调制器（正交调制器）调制到载频上并进行功率放大，功放的输出信号记为Ｖａ。Ｖａ（ｔ）送往天线输出，其中的一小部分输出功率通过耦合器送往线性解调器，解调器经过Ａ／Ｄ变换后得到的反馈信号记为ｖｆ，此信号用于提供给误差比较模块和自适应算法模块作为参考信号。反馈信号Ｖｆ和经过一定延时的输入信号ｖｉ同时进入误差比较自适应模块，由自适应算法对其进行自适应运算。来修正和更新ＬＵＴ中的系数值。１２第三于基÷ＬｕＴ的数字顶失真技术§３．２．２地址产生器图３．３中的复数乘法器和ＬＬｒｒ模块在图３．４中被细化。图中，地址产生器的作用是检测输入信号Ｖｉ，根据其幅度（或功率）的大小产生相应的ＬＵＴ地址，每一个ＬＵＴ地址都对应一个ＬＵＴ存储单元，存放着不同的ＬＵＴ复系数。ＶＵｐｄａｔｅ图３．４复数乘法器与ＬＵＴ如图所示，设预失真器输入为Ｖｉ，预失真器输出为Ｖｐ（也就是功放的输入），功放的输出为Ｖａ。则功放模型可以表示：Ｖａ＝Ｖｐ＊Ｇ（ｆｙｐＩ）；预失真模型表示为：Ｖｐ＝Ｖｉ＊Ｆ“ＶｉＩ）。预失真表中的内容就是Ｆ（１ＶｉＩ）的值，每一个１Ｖｉｌ值对应着不同的ＬＵＴ表地址，该地址存放着相应的Ｆ（ＩＶｉ｛）值。若地址产生器检测到输入信号幅度为ＩＶｉＩ，则生成相应的ＬｕＴ地址，根据该地址从ＬＵＴ中找到Ｆ“ＶｉＩ）值。§３．２．３几点说明（１）基于查找表的基带预失真技术，没有考虑功放的记忆特性，是针对ＡＭ／ＡＭ，ＡＭ／ＰＭ无记忆非线性模型的，模型的非线性特性仅与输入信号的幅度有关，而记忆特性所反映出来的其他影响因素，如工作频率，温度等都被忽略。因此，该技术更适用于窄带的，记忆特性比较弱的非线性系统（２）在反馈链路中产生的延时，也是需要考虑的因素之一。通过比较输入信号和反馈信号的幅度大小，可以计算出相应的延时。只比较信号幅度，可以忽略反馈链路的相位同步问题。当延时不是ＤＳＰ采样周期的整数倍时，就需要内插。当进行输入信号和反馈信号比较时，用的是调制信号而不是训练信号，因为使用训练信号时，功放会达到功率压缩点，这会降低比较时的精确度。总的来说，Ｌｕ’ｒ越大，计算越精确，当然，也就需要更多的存储单元和更长的计算时间。（３）预失真函数的采样点不必均匀地线性分布在整个输入信号的幅度区域内。输入信号功率越大的地方，功放的失真越大，在这样的区域，采样点可以相应密集，而在功放失真较小地区域，可以适当减少采样点，使ＬＵＴ得到充分的利用。东高大学颁Ｌ羊ｆ芷论』§３．３用于更新ＬＵＴ的自适应算法如前文所述，基于查找表的数字预失真结构基本是固定的，这种预失真方法的关键不同之处在于其自适应模块的采用何种自适应算法。自适应算法需要考虑的是如何根据输入的ｖｉ信号，和反馈回来的部分ｖａ信号，来更新ＬＵＴ表中的值，假设放大器的理想放大倍数为ｋ，则自适应算法的目标就是实现ｋ＝Ｇ（１ｖｐｌ）宰Ｆ（１ｖｉｌ）即（３．１）（３．２）Ｆ（｜ＶｉＩ）＝ｋ／Ｇ（１Ｖｐｌ）Ｖ’Ｈ三”芒ｍ蒜畸Ｇ目礼瑚ｖ母Ｆ（ｕ｝・∽｝Ｈ’。图３．５自适应算法的实现图３．５描述了一种自适应算法。该算法的主要目的是在每个ＬＵＴ单元对应的功率点．找到预失真器和功放串联的开环增益Ｈ。回忆一下，预失真器和功放的链路增益是Ｇ（１ｖｐＪ）邪（ＪＶｉＩ）＝ｋ，是一个恒定值。所以，如果设Ｇｌｉｎ等于ｋ，整个系统的开环增益应该等于Ｉ。如果计算得到的开环增益不等于ｌ，就必须调整预失真函数。整个过程如图３．６所示。预失真函数由ＬＵＴ中的一系列系数决定，设为Ｌｎ。为了使开环增益趋向１，预失真函数的每个系数都被除以了开环增益值：ｉ／Ｈ＝（ｋ幸ｖｉ）／（Ｖｉ＊Ｆ“Ｖｉｌ）幸Ｇ（｛Ｖｐ！））＝ｋ／Ｆ（ＩＶｉＩ）蝎（１ＶｐＩ）（３．３）其中，１／Ｈ为开环增益的倒数（是一组向量值），ＬＵＴ表中存储的向量值是更新前的预失真函数Ｆ（ＩｖｉＩ）。ＬＵＴｑｑＥ蚌１图３．６自适应算法的实现’心１４第三章基于ＬＬｒｒ的敬’ｙ－颅失真技术根据输入信号的幅度，将Ｉ／Ｈ向量与ＬＵＴ表的对应项相乘，Ｌｊ’＝Ｌｊ／Ｈｊ（３．４）其中Ｌｊ表示ＬＵＴ表向量值的第ｊ项，Ｈｊ表示开环增益向量值的第ｊ项，所得的值更新原来该位置的值Ｌｊ—，Ｌｊ’。这样就实现了：Ｆ’（ＩＶｉＩ）＿ｋ丰Ｆ（ＩＶｉＩ）／（Ｇ（１ＶｐＩ）虾（１Ｖｉｌ））＝ｋ／Ｇ（ＩｖｐＩ）达到了自适应算法预期的目标。（３．５）１５东南大学硕上学，立论玉［第四章系统仿真与硬件实现§４．１ＡＤＳ系统简介“”“８１对于研究人员来说，涉及一个系统的主要难度在于将许多子系统结合起来。如果这些子系统都已经被建成软件模型，并有相对应的硬件结构，这将大大降低研究设计人员用于评估系统性能、排除系统故障的时间，提高工作效率。ＥＤＡ（ＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃＤｅｓｉｇｎＡｕｔｏｍａｔｉｏｎ）软件正是提供了这种条件的设计平台。ＡＤＳ（ＡｄｖａｎｃｅｄＤｅｓｉｇｎＳｙｓｔｅｍ）是Ａｇｉｌｅｎｔ公司推出的新一代ＥＤＡ软件设计平台，给用户提供了从综合、系统仿真到完整的通信系统设计的解决方案，，使用户能够方便有效的进行硬件系统的研究开发工作。ＡＤＳ提供了一系列很有特点的功能特性使其他的ＥＤＡＩ具不能提供的：它可对ＤＳＰ电路、射频电路、光电子通信与微波器件的设计进行仿真、优化与验证；它可提供通信系统中数字基带部分与射频部分之间的联合仿真，可提高系统仿真的准确度，节约开发时间；它可方便的将ＤＳＰ系统框图向下综合到Ｖ凹Ｌ器件；ＡＤＳ可方便的与Ａｇｉｌｅｎｔ测量仪器相连接，使仪器更具灵活性；它提供了大量的仿真库与行为模型，给设计人员以强有力的支持。另外它对硬件要求不高，可方便的应用于Ｐｃ机和Ｕｎｉｘ系统等多种操作平台。§４．２预失真器仿真框图用ＡＤＳ仿真环境对预失真器进行仿真，可利用ＡＤＳ自带的数字预失真ｄｅｍｏ“ＤｉｇｉｔａｌＰｒｅｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ＿ｖ５ｐ０”，其整体框图如图４．１。（１）信号源图４．１中所标示的ａ处为ＷＣＤＭＡ信号源，输出基带调制信号。ｂ处为产生ｒａｍｐⅪｆｌ练信号的ｒａｍｐ信号产生器，用于生成并更新ＬＵＴ表值。在这里，我们选用了功率线性递增的单音ｒａｍｐ信号（频率等于载频）作为训练信号。训练开始时，信号的功率设为０，在功放最大可校正输入功率时达到峰值。使用如上单音信号，极大地简化了自适应算法的实现。但是也有一些局限性。例如用ｒａｍｐ信号对ＬｕＴ进行更新时，调制信号必须中断。此外，由于训练信号为单音信号，预失真表的值是在单个频率点构建的，预失真器只在单一频率点校正功放，并不覆盖整个调制信号的带宽。因此，只有当功放的通带相当平坦时，使用单音训练信号才能得到极准确的预失真函数。１６第网章系统仿真与碗｛生实现图４．１ＡＤＳ仿真框图要想得到较为精确的预失真函数，仅仅用ｒａｍｐ信号训练一次是不够的，必须多次训练，不断更新ＬｕＴ系数。一般来说，经过两到三次训练，功放的ＡＣＰＲ值就可以得到显著的改善。（２）地址产生器如图中ｃ处所示，地址产生器根据输入信号的幅度来产生ＬＵＴ表的地址，以便于预失真或更新ＬＵＴ１７东南＾、学硕￡学位论文表时查找相应的地址。该地址产生器提供三种寻址机制：１ｉｎｅａｒ，ｐｏｗｅｒ，ｌｏｇｐｏｗｅｒ。ｌｉｎｅａｒ模式根据输入信号幅度的大小，线性寻址。Ｐｏｗｅｒ模式寻址与输入信号的功率值成线性关系，因此，在幅度大的地方寻址密度要大。Ｌｏｇｐｏｗｅｒ模式寻址与输入信号的功率的对数值成线性关系，它在大功率处寻址的密度更大。功率值越大，特别是接近饱和区时，功放的失真幅度越大，因此，这种情况下应该选择Ｌｏｇｐｏｗｅｒ模式，有更高的寻址密度，使预失真函数更精确。而当功放处于线性区，失真较小时，就可以考虑线性寻址方式，在不影响预失真效果的前提下，这种寻址方式的寻址密度最小，最节约ＬＵＴ存储空间。实际应用中具体使用哪种寻址方式，需要综合的考虑。（３）功放模型此次仿真中，选取了一个基于Ａ彤埘，Ａｌ＾／ＰＭ模型的功放模型，不考虑记忆效应。设输入信号电压为Ｖｉ，输出信号为Ｖｏ令ｇａ（ｕ）＝１０一ｌＯ＊ｕ，ｇｐ（ｕ）＝－０．３ｕ，ｕ－－ＩＶｉＩ‘２则输出信号的算式为：当Ｉｖｉ｛＜（ｉ／３）‘０．５时，Ｖｏ（ｔ）＝Ｖｉ（ｔ）＊ｇａ（ｕ）＊ｅｘｐ（ｊ｝ｇｐ（ｕ））当ｌＶｉｌ＞＝（ｉ／３）‘０．５时，ｌＶＯ（ｔ）｜＝３．８４９，输出相位仍为Ｊ＊ｇｐ（Ｕ）。图４．２描述了该功放的幅度特性。ＶＩｎ图４．２功放模型特性（４）延时估计图４．１中ｄ处用于估计反馈链路的延时。假设不需要延时模块，预失真也能实现，那就是说输入信号Ｖｉ与反馈信号Ｖｆ只存在幅度倍数ｋ的差别和时延ｆ的差别，写成数学形式：Ｖｆ（ｔ）＝ｋＶｉ（ｔ－ｒ）同时此时：（４．１）一（４．２）得：Ｖｆ（ｔ）＝ｋＶｉ（ｔ）Ｖｉ（ｔ）－Ｖｉ（ｔ－ｚ）＝０（４．１）（４．２）（４．３）要满足条件（４．３），只有一种可能性，就是输入信号ｖｉ是周期信号，并且周期是ｒ／ｎ，ｎ为整数。１８第旧牵系统仿真’礁仕，娄现因此，我们必须对时延ｒ进行估计，在对输入信号进行值为ｆ的延时，是输入信号与反馈信号同步，达到：Ｖｆ（ｔ＋ｒ）＝ｋＶｉ（ｔ＋ｒ）（４．４）下面假设对输入信号的延时补偿是“，则预失真目标为Ｖｆ（ｔ＋ｆ）＝ｋＶｉ（ｔ＋“）（４．５）对输入信号和反馈信号求互相关，由于信号都是平稳随机过程，则Ｒｖｆｖｌ（ｔ＋ｆ，ｔ＋∥）＝ＲｖⅣ。（ｆ，∥）＝Ｅ［Ｖｆ（ｒ）Ｖｉ（∥）】而当达到预失真效果时，综合（４．６），（４．７）可得：Ｖｆ（ｆ）：ｋＶｉ（口）（４．６）（４．７）Ｒｖｍ（ｔ＋ｒ，ｔ＋∥）＝ｋＥ［Ｖｉ（ｒ）ＶｉＣ－）】＝ｋＲｖｌｖｌ（ｆ，∥）（４．８）其中Ｒｖｌｖｌｐ，∥）表示Ｖｉ（ｔ）在时刻ｒ∥的子相关函数，当ｆ＝∥时，Ｒｖｌｖｌ（ｆ，∥）的值最大。因此可以通过调节补偿时延∥的值，并求输入信号与反馈信号的互相关函数值，当函数值最大时，ｆ＝Ⅳ，完成同步。§４．３仿真结果（１）双音信号测试输入频率７．５Ｊ＾Ｈｚ和１２．５ＭＨｚ的双音信号，分别测量预失真之前与之后，功放输入、输出信号的频谱，如图４．３，４．４所示。图４．３为功放输入信号的频谱，红色的左图显示没有经过预失真处理的情况，蓝色右图显示经过预失真处理的输入频谱。比较两图，可以明显看出“预失真”的效果。预失真器准确的描述了功放的特性，产生了与放大器失真特性相对应的失真效果，生成了三阶交调分量（２．５ＭＨＺ和１７．５姗ｚ），用以抵消放大器的非线性失真。图４．４为功放输出信号的频谱图。红色的左图描述没有经过预失真处理的输出信号，功放输出信号有明显的三阶交调失真；蓝色右图描述经过预失真处理的情况，三阶失真已经基本被抵消。纵向比较图４．３与图４．４，没有经过预失真处理时，由于功放的非线性失真，输出信号中包含了明显的三阶交调分量。经过预失真处理后，预失真器产生了对应的三阶交调预失真分量，使得功放的输出不再包含ＩＭ３，线性度有了极大的提高。一∞ｐ．∞；ｏ山蠢墓魏翥一ＭｏｄｕｌａｔｏｒＯｕｔｐｕｔ０５１０１５一ＢｏｆｏｆｏＤｆｇｔａＩＰｒｅｄ随ｏｒｂｏｎ一Ａ舱ｒ．２０ＤＩｇ旧ＩＰｒｅ曲ｓｔ。ｒ乜ＯｎＭｏｄｕｌａｔｏｒＯｕｔｐｕｔ４０．６０．８０－１００．１２０－１４０＿１６０一曲口一．Ｊ曾正２０Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ（ＭＨｚ）Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ（ＭＨｚ）图４．３功放输入信号频谱１９东南大学硕Ｌ学位论上一８ｅｆｏｒｅＤＩｇｔｔａｌＰｒｅｄｌＳｆＯｎｏｒｌＰＡＯｕｔｐｕｔ一Ａ＾ｅｒ言号：ＤｇＩｔａｊＰｒｅ０就。巾０ｎＰＡＯｕｔｐｕｔ一Ｅ∞‘尘，ｏ山霎￡Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ（ＭＨｚ）Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ（ＭＨｚ）图４．４功放输出信号频谱（２）ＷＣＤＭＡ信号测试将信号源换成ＷＣＤＭＡ信号源，再次对预失真器进行测试，得到频谱图如图４．５所示。图中，红色和蓝色曲线分别代表预失真之前和之后的信号频谱。左图为功放的输入信号，可以看出，预失真器产生了一定的杂散失真。右图为功放的输出信号，功放自身产生的杂散被预失真器抵消，ＡＣＰ（ＡｄｊａｃｅｎｔＣｈａｎｎｅｌＰｏｗｅｒ）降低近２０ｄＢ，最终的功放输出呈现出良好的线性度，信号基本没有失真。＿－＿－一ＢｅｆｏｒｅＤｉｇＪｔａｌＰｒｅｄｌｓｔｏｍｏｎＰｒｅ８１ｓｔｏｒｔｌｇｎ・＿・＿＿一Ａｆｔｅｒｅｔｇ∞ｌ甘每；ｏ“ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＩＭＨｚ）Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ《ＭＨｚ）图４．５ＷＣＤＭＡ信号预失真前后频谱对比§４．４系统硬件实现§４．４．１系统框架通过上述仿真，初步验证了基于ＬＵＴ的预失真技术的有效性。为了进一步验证这一技术在实际电路中的效果，我们构建了一个可应用于射频功放的数字基带预失真器，其系统框图如４．６所示。第四章系统仿真！Ｊ硬件实现。。，。ＣｌｏｃｋＣＤＭＡ２ＫＤ…ｉｓｔ＋ｒｉｂ。ｕｔｉｏｎ，。。８八∥Ａｎａｌｏｇ；ｃｉｒｃｕｉｔｉ§（ＷＣＤＭＡ）Ｓｏｕｒｃｅ§一图４．６系统框图Ｃｏｎｔｒｏｌｉ整个系统主要由以下几部分组成：（１）ＦＰＧＡ（ＦｉｅｌｄＰｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅＧａｔｅＡｒｒａｙ）现场可编程门阵列ＦＰＧＡ的主要作用是负责外部通信。基带信号的输入，相关参数的输入与输出，告警信号的输出等都通过ＦＰＧＡ完成。ＦＰＧＡ也对输入的基带Ｉ／嘴号进行处理。它将串行数据转换为并行，以便于后级处理，并还起到均衡滤波的作用，调节Ｉ／Ｑ信号幅度与相位上的不平衡。通过编程，ＦＰＧＡ也可以自己产生一个高斯白噪声信号，在实测时代替ＣＤＭＡ２０００数字源，向系统输出信号“”。ＦＰＧＡ受Ｍｃ【Ｉ控制，其内部指令与数据都由ＭＣＵ通过数据线传输。工作时钟信号由ＣＬＫ提供。（２）Ｍｃ【『（ＭｉｃｒｏｐｒｏｃｅｓｓｏｒＵｎｉｔ）单片机ＭＣＵ是主要的控制单元，对ＦＰＧＡ、ＰＤ、ＣＬＫ进行指令和数据的读写操作。设定ＣＬＫ的输出时钟频率；读写ＦＰＧＡ内部存储器，产生告警信号并传送给ＦＰＧＡ；控制ＰＤ内部寄存器，填写和更改ＰＤ内部的查找表内容及一系列相关控制字。（３）ｃＰＬＤ（ｃｏｍｐｌｅｘｐｒｏｇｒａｍｍ曲ｌｅｌｏｇｉｃＤｅｖｉｃｅ）做为ＭＣＵ的辅助芯片，与ＰＤ、ＣＬＫ连接，将ＭＣＵ发出的数据，进行地址对应相关处理之后，传送到ＰＤ、ＣＬＫ。完成端口映射的工作，以弥补ＭｃＵ端口不足。（４）ＣＬＫ（Ｃｌｏｃｋ）时钟单元为ＦＰＧＡ、ＰＤ、ＤＡＣ、ｃＰＬＤ提供统一工作时钟的频率合成芯片。其指令控制字与地址都是串行输入，在接收的ＭＣＵ的数据时，需ＣＰＬＤ对其进行相关处理。ＣＬＫ芯片不含内部晶振，其参考时钟由ＦＰＧＡ供给。（５）ＤＡＣ（ＤｉｇｉｔａｌｔｏＡｎａｌｏｇＣｏｎｖｅｒｔｅｒ）数模转换器将高速数字信号转换为模拟信号，传输给后级模拟电路。实测时，用于将模拟信号传输给测试２ｌ乐南＾学顾上学血论上仪器。（６）ＰＤ（Ｐｒｅ—ｄｉｓｔｏｒｔｅｒ）预失真芯片预失真器核心部分，用于实现ＬＵＴ表与复数乘法器。§４．４．２预失真芯片ＩＳＬ５２３９。”预失真所用芯片选用ｉｎｔｅｒｓｉｌ公司的ＩＳＬ５２３９，这是一款专门针对功放线性化开发的芯片。它支持所有现在和下一代的蜂窝标准，可对多载波信号进行非线性处理，输出采样率可达１２５ＭＳＰＳ，可消除２０ＭＨｚ信号的五阶交调失真。其内部框架如图４．７所示，主要由含有商找表的预失真单元、输入／输出格式转换单元、输入捕获存储器、反馈捕获存储器和外部处理器接口等部分构成。这些部分可以由寄１字器来灵活配置。该芯片的核心是一维查找表（ＬＵＤ，片内有２个声找表，一个用丁－在线奋我，男一个用丁备份，通过处理器接口可以随时切换。芯片带有输入和反馈捕获存昭器，１６．ｂｉｔ的外部处理器接口可以对片内所有的寄存器和存储空间进行操作。借助ＤＳＰ可以对商找表进行自适应更新运算，也方便对芯片备部分的配置进行更改以适应不同体制的设计。芯片内郭的记忆设应和温度效应补偿接口，可以对外部射频ＰＡ进行动态补偿。内麓ＵＱ均衡器用于对外部模拟调制电路对Ｉ／Ｑ的幅度和相位不均衡失真进行补偿。。ＩＳＬ５２３９能自动检测输入信号的大小，根据用户选择的寻址方式，计算出地址值，从相应的查找表存储单元中，取出ＬＵＴ值，通过芯片自带的复数乘法器与信号相乘，完成信号的预失真处理。除此之外，该芯片还可以对输入数字信号进行２倍、４倍或８倍的内插，压缩信号带宽，为处理信号的三阶、五阶失真做准备；也能在一定程度上对信号进行补偿和校正，消除不同通道产生的时延和外部模拟调制电路产生的幅度／相位偏差；并能对功放的热记忆效应进行补偿。与ＡＤＳ仿真ｄｅｍｏ一样，５２３９也有三种寻址方式：线性幅度、线性功率、对数功率。其中，“线性功率”方式将大多数的ＬＵＴ存储单元分配给了高功率区域，所有的单元都限制在一个３０ｄＢ的范围内，低于这３０ｄＢ范围的输入信号被统一分配指向ＬＵＴ的第一个存储单元。这一寻址方式比较适合那些非线性特性在３０ｄＢ范围内的功放。“线性幅度”与之类似，但阀值取在了６０ｄＢ，而“对数幅度”是１２０ｄＢ。ＱＡｒＭｍ雷４．７ＩＳＬ５２３９内部框架２２第叫鼋系统仿真勺硬件苌现图４．８ＩＳＬ５２３９内部功能块§４．４．３单片机Ⅲ１该系统中的单片机选用ＴＩ公司的ＭＳＰ４３０系列，这一系列的单片机具有功耗低，寻址方式丰富，处理速度高等优点。本系统中所用单片机选择了ＭＳＰ４３０系列中的ＦＬＡＳＨ型。这一类型的单片机有十分方便的开发调试环境，其片内有ＪＴＡＧ调试接口，还有可电擦写的ＦＬＡＳＨ存储器，开发调试时可以先下载程序到ＦＬＡｓＨ内，再在器件内通过软件控制程序的运行，由ＪＴＡＧ接口读取片内信息，以供设计者调试（ｄｅｂｕｇ）。这种方式只需要一台ＰＣ机和一个ＪＴＡＧ调试器，十分方便高效。单片机设计和设计，使用的都是ＩＡＲ公司的集成开发环境：ＩＡＲＥｍｂｅｄｄｅｄＷｏｒｋｂｅｎｃｈ嵌入式工作台。调试时，可以在软件环境内设置断点，随时中断并单步执行，实时观察存储器的存储情况。图４．９为调试时该软件的用户界面。单片机是这个预失真器的控制单元，时钟、ＦＰＧＡ和预失真芯片的初始化以及初始化之后的指令、数据传输，都由单片机控制完成。最终实测时，由单片机控制信号是是否跳过（ｂｙｐａｓｓ）预失真芯片，以观察预失真前后的性能差别。东南八车坝学位蛇，［图４．９ＩＡＲＥｍｂｅｄｄｅｄＷｏｒｋｂｅｎｃｈ用户界面§４．４．４系统时钟在整个预失真器中，不止一个芯片需要独立的时钟信号，某些芯片甚至需要多种时钟信号，整个系统的时钟信号较为复杂。如图４．１０，原始时钟由６Ｍ和４０Ｍ的晶振提供，其中６Ｍ的时钟单独供给单片机，４０Ｍ的时钟分别供给ＦＰＧＡ和ｃＰＬＤ。ＦＰＧＡ对其进行分频后，输出参考时钟ＣＬＫＲＥＦ给ＤＤＳ（ＤｉｒｅｃｔＳｙｎｔｈｅｓｉｚｅｒ）”…。ＤＤＳ由参考时钟产生ＰＤ和ＦＰＧＡ的工作时钟ＣＬＫ。Ｄｉｇｉｔａｌ值得注意的是。ＰＤ还需要输出一个ＰＤＣＬＫＯＵＴ信号给ＦＰＧＡ，用作输入Ｉ，Ｑ信号的时钟信号。ＰＤ＿ＣＬＫＯＵＴ＝ＣＬＫ，ｈｌｔ，其中１ｎｌ是ＰＤ芯片中由设计者选定的内插系数，Ｉｎｔ＝Ｉ，２，４，８。图４．１０系统时钟信号示意囤为了自Ｅ够消除信号的三阶、五阶失真，ＰＤ必须对信号进行Ｉｍ倍内插，以压缩带宽，但这样势必导致信号采样率也Ｉｎｔ倍增长。因此，ＦＰＧＡ接收数据的速率，［ＩＦ］ＰＤ输入数据的速率，与ＰＤ输出数据的速率并不相等，是后者的ｌｆＩｎｔ。第五章系统实测结果第五章系统实测结果§５．１系统测试方案根据前面几章所述的基本原理、仿真设计结果及硬件实现方案，成功研制了应用于射频功放线性化的数字基带预失真器，其实物图如图６．１所示。由于使用ＦＰＧＡ、ＤＳＰ等可擦写可编程器件实现其基本算法，该预失真器具有极强的适用性，适用于不同制式的通信系统发射单元，也可以作为验证基于不同算法的数字预失真技术效果的实验平台，有极高的实验指导意义和实用价值。图５．１数字基带预失真器实物图为了验证该预失真器的实际预失真效果，对其进行了一系列的测试。实测用仪器：１）功率计：ＡｇｉｌｅｎｔＥ４４１８Ｂ（ＥＰＭ围９ＫＨｚ一１１０ＧＨｚ。ＳｅｒｉｅｓＰｏｗｅｒＭｅｔｅｒ），功率范围．７０ｄＢｍ－＋４４ｄＢｍ；频率范２）矢量信号发生器：ＡｇｉｌｅｎｔＦＡ４３８Ｃ（ＥＳＧＶｅｃｔｏｒＳｉｇｎａｌＧｅｎｅｒａｔｏｒ），可在研发、生产测试环境中评估２．５Ｇ、３Ｇ和宽带系统特性，提供通用的模拟调制、滤波和定制的数字调制，频率范围达６ＧＨｚ３）频谱分析仪：ＡｇｉｌｅｎｔＥ４４４５Ａ（ＰＳＡＳｅｄｅｓＳｐｅｃｔｒｕｍＡｎａｌｙｚｅｒ），频率范围：３Ｈｚ一１３．２ＧＨｚ・４）网络分析仪：Ａｇｉｌｅｎｔ８７５３ＥＳ（Ｓ—ｐａｒａｍｅｔｅｒＮｅｔｗｏｒｋＡｎａｌｙｚｅｒ），频率范围：３０ｋＨｚｔ￣６ＧＨｚ・东南人壬硕ｒ学位论上图５．２系统测试框图功量８未测试方案：预失真单元内部ＦＰＧＡ产生高斯自噪声信号，代替ＣＤＭＡ２０００数字基带信号。当作实验用替代信号源，该信号经过预失真单元处理，输出模拟基带信号至矢量信号发生器Ｅ４４３８Ｃ。Ｅ４４３８Ｃ将基带信号上调至功放工作频率并调整幅度后，输出给功率放大器，功放的输出信号经过衰减器后就可以传输给频谱分析仪Ｅ４４４５Ａ进行分析。测试框图如图６．２所示。实际的测试连接如图５．３所示。图５．３系统测试实物连接图整个测试过程包括以下三步：１）关闭电路中的预失真功能，对功放的输入信号进行测试。测试内容包括信号的ｃｃＤＦ，频谱、以及ＡＣＰＲ测试等；２）开启预失真功能，测试预失真后的功放输出信号，测试内容不变。这一步主要是分析预失真器的线性化效果。重点测试信号的ＡＣＰＲ值，在功放的不同输出功率点与“预失真前”输出信号的ＡＣＰＲ值进行比较。其中，功放的输出功率由信号发生器进行调节，并由功率计第五奄系统实测结果进行测量；３）调节信号源的ＣＣＤＦ值，步骤同（１）（２），再次测试并比较“预失真前”与“预失真后”的信号，分析信号源的峰均比变化对功放线性化的影响。§５．２功率放大器介绍实测中选用了一款８ｗ的砷化镓场效应功率放大器：（ＤＫＴ－ＰＡｌ００Ａ．ＳＴ），其中心频率为１．９ＧＨｚ。单音信号测试下，ＩｄＢ压缩点为输入．３．８８ｄＢｍ，输出４２．５ｄＢｍ，最大输出功率为４２．９ｄＢｍ；１００ＭＨｚ带宽的ＣＤＭＡ２０００信号测试下，ｌｄＢ压缩点为输入，７．３８ｄＢｍ，输出４２．５ｄＢｍ，最大输出功率为３９．０５ｄＢｍ；ＷＣＤＭＡ信号测试下，Ｐｌ∞ｉＩｌ＝一７．５ｄＢｍ，Ｐ【，ｍｏｕｔ＝３８．８５ｄＢｍ，最大输出功率为４１．９ｄＢｍ。表５．１Ｉｎｐｕｔ－ＬｅｖｅｌＤＫＴ－ＰＡｌ９００Ａ．８Ｔ输出功率ＡＣＰＲ＠８８５ＫＨｚ（ｄＢｃ）Ｌｏｗｅｒ．７５．０３Ｕｐｐｅｒ．７５．０２．７０．４３．６５．５ｌ－６０．２８．５５．２３．５０．１１－４５．１３Ｐｏ—ＣＤＭＡ２０００ＡＣＰＲ＠Ｉ．９８ＭＨｚ（ｄＢｅ）Ｌｏｗｅｒ．８３．０１．８１．３５一８２．５４—８１．０８－７６．２７．７１．７８．６７．９２Ｕｐｐｅｒ．８３．３５—８１．５３．８２．４４．８０．８８．７６．２９．７１．６３－６７．５４（ｄＢｍ）－２０．９８－１８．３０．１６．０４．１４．０４－１２．５４—１１．１４．９．７４（ｄＢｍ）２６，４０２９．０２３１．３０３３．２７３４．７３３６．０７３７．３ｌ．７０．叭．６５．０４．６０．００．５５．０８．５０．０１－４４．９６表５．１列出了输入不同功率的ＣＤＭＡ２０００信号，功放相应的输出功率及ＡＣＰＲ值。该功放的功率一幅度曲线与功率一相位曲线如图５＿４与５．５所示。（ａ）Ｐｉｎ＝Ｐｉｎ＝－２５ｄＢｍ－１０ｄＢｍ（ｂ）Ｐｉｎ＝一１５ｄＢｍ０ｄＢｍ图５．４功率一幅度曲线２７东南＾学颂Ｅ－王位论艾（８）Ｐｉｎ＝一２５ｄＢｍ－１０ｄＢｍ（ｂ）Ｐｉｎ＝Ｐｉｎ＝一１５ｄＢｍ—ＯｄＢｍ图５．５功率一幅度曲线§５．３高峰均比信源的测试结果实测中，使用自制的ＦＰＧＡ信号源产生的高斯白噪声信号代替ＣＤｔ，ＩＡ２０００信号，作为系统的信号源。为了测试信号峰均比变化对预失真效果的影响，利用编程生成了两种不同峰均比的信号源，分别对系统进行激励。两种信号源的带宽均为１．２２８８ＭＨｚ。第一种信号源的峰均比较高，其ＣＣＤＦ测试图如图５．６所示。图５．６信号源ＣＣＤＦ测试ＣＣＤＦ（ＣｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙＣｕｍｕｌａｔｉｖｅＰｒｏｂａｂｉｌｉｔｙＤｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎＦｕｎｃｔｉｏｎ）是互补累计概率分布函数，是统计运算的结果，其横轴为与平均值的差值，只有大于平均值的数值才会被考虑进来赦计算。通过ＣＣＤＦ，可以求出信号源的峰均比ＰＡＲ（ｐｅａｋ—ｔｏ－ａｖｅｒａｇｅｒａｔｉｏｎ，又称ｃｒｅｓｔｆａｃｔｏｒ）。如图所示，该信号源中ＣＣＤＦ值大于３．９６ｄＢ的信号占１０％，大于６．０８ｄＢ的信号占１％，大于６．９７ｄＢ的占０．１％，大于７．２７ｄＢ的信号占０．０１％。ＣＣＤＦ的最大值达Ｎ７．４６ｄＢ。预失真前，功放的输入信号频谱如图５．７所示，频谱形状较理想，几乎没有杂散信号。第五童系统买删结果图５．７功放输入信号频谱图图５．８描述了预失真前功放输入信号的ＡＣＰＲ；测试情况。图（ａ）为自定义模式下的测量情况，取测量频偏为８８５Ｋ．ＨＺ与１．９８ＭＨｚ．ＲＢＷ都是３０ＫＨｚ；图（ｂ）为Ｅ４４４５内部自带的ＣＤＭＡ２０００ＡＣＰＲ测试模式，因为其计算方式及所取的频率偏移有所不同，两种模式的测量结果有些许差异。自定义模式测得频偏为８８５ＫＨｚ时，ＡＣＰＲ为．７２．６７ｄＢｃ，当频偏为１．９８ＭＨｚ时，ＡＣＰＲ为．７１．９２ｄＢｃ：而ＣＤＭＡ２０００模式测得频偏为７５０ＫＨｚ时，ＡＣＰＲ为．７９．４０ｄＢｃ，当频偏为１．９８ＭＨｚｌ刊＂，ＡＣＰＲ为一８３．８０ｄＢｃ。不论哪一种测量方式，ＡＣＰＲ值都远远优于指标。（ａ）自定义模式（ｂ）ＣＤＭＡ２０００模式图５．８预失真前功放输入信号ＡＣＰＲ测试图接下来对预失真前后的功放输出信号进行测试与比较。图５．９描述了预失真前后功放输出信号的频谱变化。将图（ａ）与图５．７比较，可以明显看出因为受到功放非线性特性的影响，输出信号出现了失真，产生了严重的杂散。图（ａ）与（ｂ）比较，则可以看出经过线性化处理的效果，信号的频谱形状再次趋于理想，杂散信号大幅减少。值得注意的是，虽然频谱的形状有极大的优化．但从频谱图的比较中也可以看出，经过预失真处理后，信号的底噪有一定程度的抬高。这是因为数字预失真处理的对象是数据流，是在时域上对所有数据进行统一处理，并不能有针对性地对某个频段的信号进行单独处理。因此，不仅是通带内的信号，带外信号也同时进行了预失真处理，这不可避免地抬高了信号的底噪。东南大学硕ｒ学位Ｑ．上（ａ）预失真前图５．９功放输出信号频谱图（ｂ）预失真后输出功率为３５ｄＢｍ时，预失真前功放输出信号的ＡＣＰＲ．钡Ｕ试情况（自定义模式）如图５．１０所示。预失真前，频偏为８８５ＫＨｚ时，ＡＣＰＲ为．５１．７０ｄＢｃ，当频偏为１．９８ＭＨｚ时，ＡＣＰＲ为＿７６．７０ｄＢｅ：与图５．８的测量结果相比，ＡＣＰＲ值有极明显的恶化，最大达２３ｄＢｍ。图５．ｔ０（ｂ）显示，预失真后，频偏为８８５ＫＨｚ时，ＡＣＰＲ为．５９．４８ｄＢｃ，当频偏为１．９８ＭＨｚ时，ＡＣＰＲ为．６９，２３ｄＢｅ。与图（ａ）比较，可以明显看出预失真的效果。频偏为８８５ＫＨｚ时，ＡＣＰＲ改善了７．７８ｄＢ。而频偏１．９８ＭＨｚ时，ＡＣＰＲ值有一定程度的恶化。（ａ）预失真前（ｂ）预失真后图５．１０功放输出信号ＡＣＰＲ测试图（自定义模式）使用仪器自带的ＣＤＭＡ２０００模式对输出信号的ＡＣＰＲ值再次进行测试，预失真前的测试结果如图５．１Ｋａ）所示，频偏为７５０ＫＨｚ时，ＡＣＰＲ为一５２．０７ｄＢｃ，而频偏为１．９８ＭＨｚ时，ＡＣＰＲ为．７６．５２ｄＢｃ。预失真后的测试结果如图（ｂ），频偏为７５０ＫＨｚ时，ＡＣＰＲ为．５７．８８ｄＢｅ，当频偏为１．９８ＭＨｚ时，ＡＣＰＲ为．６９．１５ｄＢｃ。与自定义模式的测试结果一致，从ＣＤＭＡ２０００模式测试下，同样可以明显看出预失真的效果。频偏７５０ＫＨｚ时，ＡＣＰＲ改善了５．８１ｄＢ（ＣＤＭＡ２０００模式）；而频偏１．９８ＭＨｚ时，ＡＣＰＲ值同样有一定程度的恶化。第五青系统实测结果（ａ）预失真前（ｂ）预失真后图５．ｉｉ功放输出信号ＡＣＰＲ测试图（ＣＤＭＡ２０００模式）以上测试都是选取功放输出功率３５ｄＢｍ为测量点，这是参考信号源的ＣＣＤＦ和功放的ｉｄＢ压缩点Ｐｏｕｔ值所得到的估计值。测试前，初步估计功放的ＩｄＢ压缩点为预失真处理后调整幅度最大的点，则最佳的预失真效果应该出现在ＩｄＢ压缩点Ｐｏｕｔ与信号源的ＣＣＤＦ的差值处，即输出功率为４２．５—７．５＝３５ｄＢｍ处。但是，实际上，预失真调整幅度最大的点不一定在ｉｄＢ压缩点处，并且，功放输出信号的ＣＣＤＦ值也可能会有所浮动。为了能观测到最佳效果，多取些功率点进行测量是必要的。为避免重复。以下仅列出功放输出信号ＡＣＰＲ值的测试情况，该指标最直接地反应了功放的线性度。表５．２和５．３清楚地列出了预失真前后功放输出信号ＡＣＰＲ的变化情况。其中表５．２描述了自定义模式的测试结果，表５．３为ＣＤＭＡ２０００模式的测试结果，虽然两种模式的测试结果有一定差异，但总体变化趋势是一致的。表５．２自定义模式ＡＣＰＲ测试结果ＡＣＰＲ＠８８５ＫＨｚ（ｄＢｅ）ＰｏｕｔＡＣＰＲ＠１．９８ＭＨｚ（ｄＢｅ）预失真前３３ｄＢｍ．５８．７８预失真后．５７．０４．５８．６４预失真前．８２．５６—８３．０８—７９．８０预失真后．６７．２１．７０．１０３３．５ｄＢｍ．５８．９６３４ｄＢｍ．５５４６．５９．３７．６９．９０３４．５ｄＢｍ．５４２１—６２．２２．７７．８６．６８．１７－６９．２３－６８．７１３５ｄＢｍ一５１７０．５０．５２—５９．４８．５６．６１．７６７０３５．５ｄＢｍ—７３２９３６ｄＢｍ－４８．６８－５０．１６．７１．８８－６８．１８３ｌ东南大学坝上学位沧／（表５．３ＣＤＭＡ２０００模式ＡＣＰＲ测试结果ＡＣＰＲ＠７５０ＫＨｚ（ＯＢｃ）ＰｏｕｔＡＣＰＲ＠１．９８ＭＨｚ（ｄＢｃ）预失真前－８２６８—８１．３３．７９７９．７７８４—７６５２．７４９３—７２８４预失真前３３ｄＢｍ一５８６４一５７２６．５５７２一５３．５５一５２．０７一５０．１２预失真后—５５８２—５７３２—５９０９—６０．２４—５７８８—５４１６—５０．０２预失真后．６８５６—６８．８１．６９１２—６８．３２—６９．１５３３．５ｄＢｍ３４ｄＢｍ３４５ｄＢｍ３５ｄＢｍ３５５ｄｌａｍ３６ｄＢｍ—６８３６—６７．１１４８２４从表５．２中可以看出，频偏８８５ＫＨｚ时，预失真后的信号ＡＣＰＲ值比预失真前有明显改善。其中，当功放输出功率为３４．５ｄＢｍ时。ＡＣＰＲ的改善最大。由这一测试结果可以大致估计出，功放特性曲线调整幅度最大处应该在３４．５＋７．５＝４２ｄＢｍ，比Ｐｌｄａｏｕｔ略小。在表５．３中也可以看出，频偏为１．９８ＫＨＺ时，预失真后信号的ＡＣＰＲ值比预失真前反而降低了。与第四章ＡＤＳ的仿真结果（图４．５）比较可知，这一测试结果与仿真结果是一致的，底噪抬高的现象是这种数字预失真技术所固有的。§５．４低峰均比信源的测试结果调节自制高斯白噪声信号，使其峰均比降低，信号带宽保持１．２２８８－『ＶｔＨｚ不变，其ＣＣＤＦ测试图如图５．１２所示。由图可知，该信号源的ＣＣＤＦ峰值为６．４６ｄＢ，比第一种信号源降低了ｌｄＢ。图５．ｔ２信号源ＣＣＤＦ测试３２第五章系统实测结果与第一个信号源一样，在该信号源作用下，对功放进行了一系列的测试。为避免重复，仅列出“预失真前”和“预失真后”功放输入及输出信号的频谱和ＡＣＰＲ值（ｃＤ姒２０００模式），这是衡量功放线性度的两个最直观的指标，如图５．１３至５．１８所示。图５．１３功放输入信号频谱图（预失真前）图５．１４功放输入信＃ＡＣＩ＇Ｒ测试图（预失真前）图５．１５功放输出信号频谱图（预失真前）图５．１６功放输出信＠ＡＣＰＲ测试图（预失真前）图５．１７功放输出信号频谱图（预失真后）图５．１８功放输出信号通带功率（预失真后）同样的，用信号发生器调节功放的输入信号幅度，对不同功率点进行ＡＣＰＲ值的测量，测量结果如表５．４所示。３３东南尺学硕－学位允工表５．４ＣＤＭＡ２０００模式ＡＣＰＲ测试结果ＡＣＰＲ＠７５０ＫＩ缸（ｄＢｃ）ＰｏｕｔＡＣＰＲ＠１．９８ＭＨｚ（ｄＢｃ）预失真前３３ｄＢｍ一５９．７０预失真后．６９．３６预失真前—８１．１２预失真后．６５９４３３５ｄＢｍ．５９．４３—５９７３—８０９８，６５．９２３４ｄＢｍ一５８２７—６０．０１—８０．５６—６５９１３４．５ｄＢｎｌ．５６９４—５９．９４．７９６６—６５．７７．６５７０３５ｄＢｍ一５５．６１．５３８１．５９３４—７８１６３５．５ｄＢｍ．５７．７０—７６．０９－７４．０９—６５．３７．６５，０１３６ｄＢｍ一５２．２２．５５．４７３６．５ｄＢｍ一５０．１３．５２．４９—７２．３６—６４６９３７ｄＢｌ７１—４８４６．５０２４－７１．３０．６４．４１３７５ｄＢｍ－４６．４０．４７４１．７０．４１—６３９８３８ｄＢｍ一４４．０２－４４６０—６９．２３—６３１７§５．５测试结果分析为了便于更直观地分析测试结果，现将表５．２、５．３、５．４的测试结果用连线图的形式表现出来。如图５．１虬５．２ｌ所示。图中黑色虚线为预失真前的测试值，蓝色虚线为预失真后的测试值。图５．１９与５．２０给出了在ＣＣＤＦ＝７．４６的信号源作用下，预失真前后功放输出信号的ＡＣＰＲ值变化情况，其中图５．１９为自定义模式下的测试结果，图５．２０为ＣＤＭＡ２Ｋ模式下的测试结果。两图的变化趋势基本一致。从（ａ）图中可以看出，当输出信号为３４．５ｄＢｍ时，在８８５／７５０ＫＨｚ处的ＡＣＰＲ值有较明显的改善（８ｄＢ左右），功放性能得到极大的优化，达到了设计目标。而当输出功率偏离３４，５ｄＢｍ时，ＡＣＰＲ的改善幅度开始变小，甚至有恶化的趋势，这又分为两种情况：１１ＰｏｕｔＳ３４．５ｄＢｍ，此时ＡＣＰＲ值仍有一定的改善，只是改善的幅度逐渐减小。这是因为功放输出功率大过３５ｄＢｍ后，就有越来越多的瞬时峰值大于４２．５ｄＢｍ，进入了功放饱和区，而在此区域内已不可能对功放进行线性化处理，因此，输出功率越大，进入饱和区的信号越多，线性化的效果也就越差。第五章系统实测结果２）Ｐｏｕｔ＜３４．５ｄＢｍ，此时ＡｃＰＲ的改善急剧下降，甚至出现预失真后的ＡＣＰＲ值比预失真前更差的情况。这是因为ＬｕＴ表的容量有限，不可能完全精确地拟合出功放特性，在对大功率点进行线性化的同时，不可避免地影响到了功放线性区，使得原本较好的线性度出现了不必要的恶化。因此，小功率点上的ＡＣＰＲ值不但没有改善，反而出现了恶化。为解决这一问题，在实际应用时，可以在预失真器前加一个功率选择模块，仅对大功率点进行预失真处理，而功率较小，处在线性区的信号，可以选择跳过预失真器，不对其进行预失真处理。（ａ）ＡＣＰＲ日８８５ＫＨｚ图５．１９自定义模式ＡＣＰＲ测试结果（ＣＣＤＦ＝７．４６）（ａ）ＡＣＰＲ＠７５０ＫＨｚ（ｂ）ＡＣＰＲ￥１．９８ＭＨＺ图５．２０ＣＤＭＡ２０００模式ＡＣＰＲ测试结果（ＣＣＤＦ一７．４６）当信号源ＣＣＤＦ值为６．４６时，预失真前后的ＡＣＰＲ改变情况如图５．２１所示。与前图不同，在３４．５ｄＢｍ处，并没有出现最佳的ＡＣＰＲ改善效果。这是因为信号的峰均比变小，当输出功率为３４．５ｄＢｍ时，信号的瞬时峰值为４１ｄＢｍ，还没有达到特性曲线上调整幅度最大处，此时峰值信号可以被优化的幅度不是最大，因此，ＡＣＰＲ的改善值不是最大。可以明显看到，第二种信号源激励下，输出信号ＡＣＰＲ改善幅度最大处出现在３５．５ｄＢｍ左右。由§５．３的讨论可知，功放特性曲线调整幅度最大处在４２ｄＢｍ，而此次信号源的ＣＣＤＦ值为６．５，则平均功率为４２．６．５＝３５．５ｄＢｍ时，信号的ＡＣＰＲ改善幅度应该晟大。由图５．２Ｋｂ）可以看出，实测结果与这一分析结果是一致的。３５东南七学坝：学也，艺正（ａ）ＡＣＰＲ日７５０ＫＨｚ（ｂ）ＡＣＰＲＯＩ．９８ＭＨＺ图５．２１ＣＤＭＡ２０００模式ＡＣＰＲ测试结果（ＣＣＤＦ＝６．４６）将图５．２１与５．２０比较，可以看出，在经过预失真处理，保证功放线性度的前提下，信号源的峰均比越低，功放的输出功率可以推得越高，功放的效率也随之大幅提高。因此，将预失真技术与削峰（ＣＦＲ，ＣｒｅｓｔＦａｃｔｏｒＲｅｄｕｃｔｉｏｎ）技术相结合，可以更好地缓解功放的线性度与效率这两个矛盾。最后，将图５．１９～５．２１与第四章的仿真结果比较，可以清楚地看到实测结果与仿真结果存在一定差距差距，实测的线性化效果不如仿真效果，分析原因可能有以下两点：１）功放线性度较好。与ＡＤＳ仿真中线性度极差的功放模型不同，实测时使用的射频功放是性能优良的产品，本身线性度较好，线性区到饱和区的过渡极小，可以被优化的程度很有限，无法像仿真功放一样呈现出惊人的优化效果。２）功放记忆效应的影响。本课题所利用的基于ＬＵＴ的基带预失真技术，主要针对的是ＡＭ—ＡＭ，ＡＭ－ＰＭ准无记忆模型，ＡＤＳ仿真中使用的也是这种模型。但实际功放是有记忆特性的（功放特性随时间而改变），热效应就是功放记忆效应的影响因素之一。３）系统的非线性影响。仿真结果是在纯软件环境下产生的，在理想化的系统中进行测试，并没有考虑到实际系统中其他器件的非线性影响。而实测环境中，测试仪器的损耗，电路的板间干扰等，都有可能对测试结果产生一定影响。综上所述，经过测试，本次课题研制的数字基带预失真器达到了预定的优化功放线性度的目标看到了明显的预失真效果，完成了预定的课题目标。总结总结本课题设计完成了一种可用于射频功放线性化的数字预失真器，该预失真器的算法由软件实现，便于调试，适用范围极广，不仅可用作验证不同算法的功放线性化技术的实验平台，也可以应用于当前使用的各种通信系统，对即将到来的３Ｇ系统也完全适用，具有极高的实验及实用价值。在课题的设计过程中，首先论证了选用基于ＬＵＴ数字预失真技术的优点，详细介绍了这种技术的原理、框架及其自适应算法；然后在ＡＤＳ环境中对整个预失真器进行了仿真，得到了预期的预失真效果，初步验证了该技术的可行性；接着根据仿真结果的指导，搭建了实际硬件电路，并最终对预失真器进行实际测试，同时也是对预失真技术进行实际的验证。实测结果表明，这种预失真技术对功放的非线性有较好的校正效果，经过预失真处理，功放线性度有较明显的提高，输出信号的ＡＣＰＲ值改善幅度最大可达８ｄＢ。基于这一技术构建的数字基带预失真器达到了预定的设计目标。３７东南＾学坝Ｆ，－＇－２位硷上致谢写到这里，论文即将结束，在剩下的有限篇幅里，我想对本课题研究期间所有关心帮助我的人表示感谢。首先要衷心地感谢我的导师朱晓维教授，在攻读硕士学位期间，朱老师始终对我严格要求，在学习和科研方面给予我精心的指导和莫大的帮助。朱老师渊博的学识，严谨的治学态度，谦和的为人以及勇于创新的进取精神，一直感染并激励着我，使我受益终身。感谢课题组的蒋伟老师。蒋老师对学生严格要求，悉心培养，在整个课题研究过程中，他参与制定了研究方案，提醒监督研究进度，发现并指导解决了很多实际问题，他丰富的理论知识和实践经验给予了我极大的指导和帮助。感谢姚雄生、彭明勇、龚焕振、逢型栋、张力、徐俊峰等工程师，他们在电路的设计与调试过程中，给予了我很大的帮助，在此表示谢意。感谢同课题组的彭种、余弦、王彦、幸波、倪琰给予我的启发、支持与帮助。在参与该课题一年多的时闻里，我从他们身上深刻感受到了开拓进取、勇于创新、严谨求实的团队耪神，我为能加入这样的团队而自豪。最后，衷心地感谢诸位专家、学者在百忙中抽出时间审阅本文，出席论文答辩会。特将此文献给我最亲爱的家人。在我陷入困境时，他们给予我关怀和鼓励，在我失望沮丧时他们给予我激励和鞭策。感谢他们，感谢｛也们对我无私的支持和理解。王晶琦２００５年１１月参考［献参考文献１．孙立新、尤肖虎、张萍等，“第三代移动通信技术”，人民邮电出版社，２０００２．０Ｄｒｏｍａ，Ｍ．；Ｍｇｅｂｒｉｓｈｖｉｌｉ，Ｎ．；Ｇｏａｃｈｅｒ，Ａ，“ＴｈｅｏｒｅｔｉｃａｌａｎａｌｙｓｉｓｏｆｉｎｔｅｒｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎｉｎＯＦＤＭｓｉｇｎａｌｓｉｎｔｈｅｐｒｅｓｅｎｃｅｏｆｎｏｎｌｉｎｅａｒＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙＲＦｈｉｇｈｐｏｗｅｒａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ”，ＩＥＥＥ２００４５９ｔｈＶｅｈｉｃｕｌａｒＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，Ｖｏｌ３，ＰＰ１２９５—１２９９，Ｍａｙ３．Ｂｏｇｙａ，ＲＩ；Ｍａｇａｎａ，Ｍ．Ｅ，“ＬｉｎｅａｒｒａｄｉｏｆｒｅｑｕｅｎｃｙｐｏｗｅｒａｍｐｌｉｆｉｅｒｄｅｓｉｇｎｕｓｉｎｇｎｏｎｌｉｎｅａｒｆｅｅｄｂａｃｋＩｉｎｅａｒｉｚａｔｉｏｎｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ”，ＩＥＥＥ６０ｔｈＶｅｈｉｃｕｌａｒＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙ２００４Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，Ｖ０１．３，ＰＰ２２５９・２２６３，Ｍａｙ４．ＡｌｆｏｎｓｏＪ．Ｚｏｚａｙａ、ＥｄｕａｒｄＢｅｒｔｒａｎ，“ＯｎｔｈｅｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｏｆＣａｒｔｅｓｉａｎｆｅｅｄｂａｃｋａｎｄｆｅｅｄｆｏｒｗａｒｄｌｉｎｅａｒｉｚａｔｉｏｎｓｔｒｕｃｔｕｒｅｓｏｐｅｒａｔｉｎｇａｔ２８ＧＨｚ”，［ＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｐｐ３８２－３８９．Ｄｅｃｅｍｂｅｒ２００４．ｏｎＢｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ，ｖ０１．５０，ｎｏ．９，５．朱晓维、李成进、邹乐，嚏《字自适应前馈功放线性化研究”，微波学报，２００３年ｌ期，Ｖｏｌｐｐ．８０．８４６．ＸｉａｏｗｅｉＺｈｕ，ＪｉａｎｙｉＺｈｏｕ，ＷｅｉＨｎｎｇ，“Ａｓｉｍｐｌｅｍｅｔｈｏｄｐｏｗｅｒａｍｐｌｉｆｉｅｒ”，２０００ＩＥＥＥ７ｔｏｃｕｔ１９，Ｎｏ．１，ｄｏｗｎｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎｏｆｆｅｅｄｆｏｒｗａｒｄＭＴＴ－Ｓ，Ｂｏｓｔｏｎ，ＭＡ，ＵＳＡ，ＰＰ７９１－７９４．ＣｈｅｎｇｊｉｎＬｉ，ＸｉａｏｗｅｉＺｈｕ，ＷｅｉＨｏｎｇ，ＪｉｎＬｉｕ，“ＡＮｏｖｅｌＤｉｇｉｔａｌＡｄａｐｔｉｖｅＦｅｅｄｆｏｒｗａｒｄＬｉｎｅａｒＰｏｗｅｒｏｎＡｍｐｌｉｆｉｅｒＢａｓｅｄＤＳＰ”，ＥＵＭＣ２００２，ｐｐｌ８７・１９０，Ｍｉｌａｎ，Ｉｔａｌｙ，Ｓｅｐｔ２２—２７，２００２８．李铭祥，“微波功放的线性化技术”，微波学报，２００２年１期９．董路，“自适应射频预失真功率放大器的研究”［硕士学位论文】南京：东南大学无线电工程系，２００１１０．赵洪新、陈忆元、洪伟，～种基带预失真ＲＦ功率放大器线性化技术的模型仿真与试验”，通信学报，２０００年５期１１．Ｆ．Ｚａｖｏｓｈ，ｅｔａｌ，“ＤｉｇｉｔａｌＰｒｅｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎＴｅｃｈｎｉｑｕｅｓ１９９９．ｆｏｒＲＦＰｏｗｅｒＡｍｐｌｉｆｉｅｒｓｗｉｔｈＣＤＭＡＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，”ＭｉｃｒｏｗａｖｅＪｏｕｒｎａｌ，Ｏｃｔｏｂｅｒ１２．ＡｎｄｉｎｇＺｈｕ，＂ＲＦＰｏｗｅｒＡｍｐｌｉｆｉｅｒＢｅｈａｖｉｏｕｒａｌＭｏｄｅｌｌｉｎｇＴｅｃｈｎｉｑｕｅｓ’’１３．Ｋ．Ｊ．Ｍｕｈｏｎｅｎ．Ｍ．ＫａｖｅｈｒａｄａｎｄＲ．Ｋｒｉｓｈｎａｍｏｏｒｔｈｙ，“Ｌｏｏｋ－ｕｐＴａｂｌｅＴｅｃｈｎｉｑｕｅｓｏｎｆｏｒＡｄａｐｔｉｖｅＤｉｇｉｔａｌＰｒｅｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：ＡＤｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔａｎｄＣｏｍｐａｒｉｓｏｎ，’’ＩＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓＶｅｈｉｃｕｌａｒＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，ｖ０１．４９，ｎｏ．５，ｐｐｌ９９５・２００２，Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ２０００１４ＪａｖａｄＹａｖａｎｄＨａｓｓａｎｉ，ＭａｈｍｏｕｄＫａｍａｒｅｉ，“ＡｆｌｅｘｉｂｌｅｍｅｔｈｏｄｏｆＬＵＴｉｎｄｅｘｉｎｇｉｎｏｎｄｉｇｉｔａｌＣｉｒｃｕｉｔｓｐｒｅｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎｌｉｎｅａｒｉｚａｔｉｏｎｏｆＲＦｐｏｗｅｒａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ”，ＩＥＥＥ２００ｌＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌＳｙｍｐｏｓｉｕｍａｎｄＳｙｓｔｅｍｓ，Ｖ０１．１，ｐｐ５３—５６，Ｍａｙ２００１．１５．ＳｌｉｍＢｏｕｍａｉｚａ，ｅｔａｌ，“ＩｍｐｌｅｍｅｎｔａｔｉｏｎｏｆａｎａｄａｐｔｉｖｅｄｉｇｉｔａｌＲＦｐｒｅｄｉｓｔｏｒｔｅｒｕｓｉｎｇｄｉｒｅｃｔＬＵＴｓｙｎｔｈｅｓｉｓ”，ＩＥＥＥ＾ｆＩ＇Ｔ－ＳＤｉｇｅｓｔ，２００４１６．ＫｅｌｌｙＭｅｋｅｃｈｕｋ，，Ｗａｎ・ＪｏｎｇＫｉｍ，ａｎｄＳｈａｗｎＰＳｔａｐｌｅｔｏｎ，“ＬｉｎｅａｒｉｚｉｎｇＰｏｗｅｒＡｍｐｌｉｆｉｅｒｓＵｓｉｎｇＤｉｇｉｔａｌＰｒｅｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ，ＥＤＡＴｏｏｌｓａｎｄＴｅｓｔＨａｒｄｗａｒｅ”，ＨｉｇｈＦｒｅｑｕｅｎｃｙＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，ｐｐｌ８－２４，Ａｐｒｉｌ２００４．３９东南凡学倾Ｅ学位沦之１７葛万成、李照泉、王军，“基于数字预畸变的ＵＭＴｓ系统功率放大器线性化技术”，安捷伦Ｅｅｓｏｆ软件第八届用户交流会论文集，２００３年９月１８．王军、葛万成、李照泉，“适用于第三代移动通信系统的功率放大器线性化技术”，安捷伦Ｅｅｓｏｆ软件第八届用户交流会论文集，２００３年９月１９．杨小牛、楼才义、徐建良，２０“软件无线电原理与应用”，电子工业出版社，２００２年６月ｉｎｔｅｒｓｉｌａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｎｏｔｅ，“ＯｐｅｒａｔｉｏｎａｎｄＰｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｏｆｔｈｅＩＳＬ５２３９Ｐｒｅ—ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎＬｉｎｅａｒｉｚｅｒ”，Ｊｕｔｙ２００２２Ｉ魏小龙，年６月“ＭＳＰ４３０系列单片机接口技术及系统设计实例”，北京航空航天大学出版社，２００３２２ＥｍｅｓｔｏＧ．ＪｅｃｋｅＩｎ，ｅｔａ１．“ＡＮｅｗＡｄａｐｔｉｖｅＰｒｅｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎＴｅｃｈｎｉｑｕｅＵｓｉｎｇＳｏｆｔｗａｒｅ—ＤｅｆｉｎｅｄＲａｄｉｏａｎｄＤＳＰＴｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓＳｕｉｔａｂｌｅｆｏｒＢａｓｅＳｔａｔｉｏｎ３ＧＰｏｗｅｒＡｍｐｉｉｆｉｅｒｓ”ＩＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｎＭｉｃｒｏｗａｖｅＴｈｅｏｒｙａｎｄＴｅｃｈｎｉｑｕｅｓ，ｖ０１．５２，ｎｏ．９，ｐｐ２１３９—２１４６．Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ２００４２３．ＡｎａｌｏｇＤｅｖｉｃｅ，＂ＡＤ９９５１－４００ＭＳＰＳｔ４ｂｉｔＤＡＣ１．８ＶＣＭＯＳＤｉｒｅｃｔＤｉｇｉｔａｌＳｙｎｔｈｅｓｉｚｅｒ”，ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ａｎａｌｏｇ．ｃｏｍ／ｅｒｄｐｒｏｄ／０％２Ｃ２８７７％２ＣＡＤ９９５１％２Ｃ００．ｈｔｍｌ线性功放的数字基带预失真器

作者：

学位授予单位：

王晶琦东南大学

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