瓣婕国鼹谛 基于Ｊｃ． 滤波器的 光伏并网逆变器研究 于晓峰，王景利，蔡鹏宇，赵西超 （辽宁工业大学电子与信息工程学院，辽宁锦州１２１００１） 摘要：文中提出了有源阻尼双闭环并网控制策略袁电感电流外环电流控制并网电流和功率因数 袁通过电容电流内环来增加系统的阻尼，抑制系统的谐振；推导了系统的传递函数，分析了控制参 数对系统闭环极点分布和稳定性的影响，并提出ＬＣＬ滤波器参数设计方法。仿真和实验结果验证 了所提控制策略的可行性。 关键词：并网控制；ＬＣＬ滤波器；传递函数；双环控制；参数设计；稳定性 中图分类号：ＴＭ４６４ 文献标识码：Ａ 文章编号０２１９－２７１３（２０１７）０１—３１—０７ １ 引言 变器普遍采用的滤波方式【１ １２】。本文建立ＬＣＬ型滤波 器的数学模型，提出了有源阻尼双闭环并网控制策 实际系统中，由于电网负载中含有大量的功率 略，电感电流外环电流控制并网电流和功率因数， 器件和系统中大量非线胜负载的应用，会对电网的 通过电容电流内环来增加系统的阻尼，抑制系统的 频率产生影响，成为电网的谐波源，导致电网特别 谐振。并推导了系统的闭环传递函数，根据闭环极 是远离负荷中心的电网末梢电能质量下降。并网逆 点分布分析了系统的稳定性，设计了控制系统的调 变器是光伏并网发电系统的核心部件，它的主要功 节参数。最后，仿真和实验结果证明了所提控制策 能是将光伏阵列转化的直流电变换成电网同步的 略的正确性。 交流电。它的控制好坏直接关系到系统的整体性 能。ＬＣＬ型滤波器为三阶系统，具有较高的高频衰 ２ 光伏并网系统结构与原理 减率及动态性能。滤波器有Ｌ型、ＬＣ型和ＬＣＬ型。 由于ＬＣＬ型滤波器在低开关频率和小电感情况下 系统结构如图１所示。电容器Ｃ与逆变器的 可以获得更好的谐波抑制性能，成为了光伏并网逆 直流输入电压 相连，逆变器的交流输出侧接 ＬＣＬ滤波器，并与电网连接。输出并网电流经ＬＣＬ 收稿日期：２０１６—１２—２５ 型滤波器滤波，将高质量的光伏有功能量注入电网 一３ｌ一 第２０卷第１．２期 鼋濠挂 阖 ＰＯＷＥＲ ＳＵＰＰＬＹ ＩＥＣＨＮＯＬＯＧＩＥＳ ＡＮＤ ＡＰＰＬＩＣＡＴＩＯＮＳ Ｖｏ１．２０ Ｎｏ．１．２ ２０１７年２月 Ｆｅｂ．２０１７ ，并对电网谐波进行抑制，改善电能质量。图１中ｊ 电网侧电流。采用ＬＣＬ型滤波器的并网系统可以有 效减少电流中高次谐波含量，相同的谐波抑制效果 下，ＬＣＬ型滤波器所需要的电感比Ｌ型滤波器明 显减小，在成本及动态性能方面更有优势。 为并网逆变器输出电流，Ｒ 和 分别表示ＬＣＬ滤 波器电感Ｌ和 的寄生内阻， 为流过滤波电容 ｃ的电流， 为滤波电容ｃ的端电压， 为光伏发 图１ ＬＣＬ滤波器的＿￣ｆｆｎ光伏并网系统结构框图 ２．１ ｋＧｔ滤波器状态空间数学模型 以电容上的电压 、 、 ，电感Ｌｌ上的电 流ｉ 、屯、ｉ。 以及电感 上的电流 、 、 作为 ２＿２并网逆变器的输出电流控制策略 状态变量，建立基于ＬＣＬ滤波器的三相并网逆变器 的状态空间数学模型【３＿。假定Ａ、Ｂ、Ｃ三相平衡， 那么所列出的三相系统状态方程为 对于并网逆变器的输出电流，可对其控制方法 进行分类。由输出电流以外的控制变量来控制逆变 器并网电流的方法是间接电流控制法即幅相控制， 此方法能满足系统对稳定性的要求。但不足之处就 ｆ ｕｋ（ｔ）＝Ｒｍ ｉｍｋ（０＋Ｌ１ ｔ ｔ）＋ｃ （。 （１） 是电流单位功率因素并网很复杂，响应慢动态性能 又不好，而且电流谐波是由电网电压的波形畸变所 引起的，间接电流控制法对此类谐波的抑制作用不 甚理想。比较分析，采取的方法是直接电流控制方 法。 １Ｕｃｋ（【）＝ （ｔ）＋ ‘ （ｔ） ＼∑ （ｔ）＝∑Ｕｏ （ｔ）＝∑ｌ＝ｃｋ（ｔ）＝∑Ｉ’ｌｋ（ｔ）＝∑１’２ｋ（ｔ） 式中，ｋ＝－ａ，ｂ，ｃ表示Ａ、Ｂ、Ｃ三相； ｔｌ￣（０表示电网电压： ｕｋ（０、ｉ （ｆ）表示逆变器侧电压； 为简化分析，取单相系统等效电路，如图２所 示。 为电网电压，Ｕ 为逆变器各桥之间的输出电 压， 为并网电流。 厶 ｆ）、ｉｏｎ（０表示电容的电压以及电流。 三相静止坐标系下的状态方程进行Ｃｌａｒｋ的变 化，得出系统状态空间方程为 一 图２逆变器交流侧的等效电路 一 （ｆ）＋ （ｔ）一 １ （ｆ） 电网可以看作是无限大的理想电压源，若滤波 ｄＵｏ．（ｔ）＝ａｃ 参数不变，厶主要是和系统输入量 与系统扰动 一３２一 量 有关 。等效分析控制模型如图３所示。 图３ ＬＣＬ并网逆变器的控制模型 Ｕｉ 单独作为输入时： 丽 ３ ２＿（厶 单独作为输入时： －ｚ￣【ｆＲ、－１ ＣＬ Ｓ＋ＣＲ，ｓ＋ｌ３ ２表 令Ｍ＝￣／４Ｃｓ３＋（Ｌ￣ＣＲ２＋ ＣＲ１）ｓ２＋（厶＋ ＋Ｒ１ Ｃ）ｓ＋ Ｒ。＋Ｒ２， 与 、 之间的关系如下式： ＋ （ｓ） 还有一些非线性因素可以对并网电流产生不 利影响，从而对并网电流质量产生影响。如现实电 网电压里的各种周期性的谐波分量，采取重复控制 法来减少甚至消除其对并网电流的危害，从而使并 网电流的总波形畸变率减小，提高并网电流的质 量。 ２．３ ＬＣＬ滤波器的原理分析 分析图３ ＬＣＬ滤波器的控制结构框图，忽略寄 生电阻，可得到并网电流、桥侧电流与输出电压的 函数关系为 （ｓ） Ｌｌ：— Ｃｓ＋（— ３一Ｌｌ＋ ）ｓ （６） ｎ２ （ｓ） ＬＣｓ＋１ ——— ———一 ｓ） 厶 Ｃｓ＋（‘＋ ） 』ｌ（ｓ）一：上２ （８） ＬＣｓ＋１ Ｌ型滤波器的传递函数关系式为 【Ｉ ： ｓ） Ｓ （９） 令 厶＋ ，由式（６）、式（９）绘出ＬＣＬ型和 僦国镁端 型滤波器的频率特陡，如图４所示。在低于谐振频 率时，两者频率响应的斜率相同，可以将 等效成 电感值为Ｌｌ＋ 的一个电感，但在高于谐振频率时 ＬＣＬ滤波器一６０ ｄＢ／ｄｅｃ衰减，而Ｌ滤波器一２０ｄＢ／ ｄｅｃ衰减，因此可知在相同滤波效果的情况下，ＬＣＬ 滤波器的电感值比Ｌ型滤波器小，故ＬＣＬ滤波器 损耗较小，动态性能好。 鲁 耋 颧率，（ｒａｄ．ｇ 图４相同电感值下ＬＣＬ型和Ｌ型滤波器波特图 ３ 双闭环控制策略 对ＬＣＬ滤波器的分析可知，对于中大功率的并 网逆变器，为了抑制其谐振引起的谐振尖峰，可以 在ＬＣＬ滤波器的电容上串接阻尼电阻，对谐振尖峰 产生抑制作用，可是使系统产生多余损耗而降低系 统效率。另外，在电容上串接阻尼电阻还会降低 ＬＣＬ滤波器对高频谐波的抑制效果。若以并网电流 单环控制法运用在所研究的系统中，将不能满足系 统对稳定ｌ生的要求嘲。从有利于系统的稳定性能方 面考虑，如果加入一个电流内环反馈量，还能提高 整体响应速度。ＬＣＬ型滤波器的后级并网电感 上的电压 、逆变器侧电感电流 、电容电压 和 电容电流ｔ都可以作为内环控制变量。 经过对大量相关资料的研究和分析可知网，以 ＬＣＬ滤波器的电容电流丘作为内环反馈量，电感电 流五作为外环的电流双闭环控制策略能够使得系 统控制性能得到有效改善，而且这种方法避开了在 ＬＣＬ滤波器电容上串接阻尼电阻给系统所带来的 弊端，保证ＬＣＬ滤波器原有的良好滤波特性。双闭 一３３— 第２０卷第１．２期 奄渌箍 阖 Ｐ０ＷＥＲ ＳＵＰＰＬＹ ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＩＥＳ ＡＮＤ ＡＰＰＬＩＣＡＴＩＯＮＳ Ｖｏｌ＿２０ Ｎｏ．１．２ Ｆｅｂ．２０１７ ２０１７年２月 并网控制策略能够满足系统的性能要求，图５是其 系统控制结构。 图５基于 和 的电流双闭环控制策略 为了抑制谐振尖峰增加系统阻尼，消除电流中 的高频开关谐波分量，以电容电流 作为内环控制 变量，忽略系统控制精度的情况下使其满足对稳定 性的要求。以电感电流作 为外环控制变量，就需 要考虑系统对控制精度的要求，以 对并网电流进 行直接控制，具有较高的稳定陛。综上所述，以比例 补偿器为 （ｓ），以比例积分补偿器为 （ｓ），能够满 足系统要求。 图５所示电流双闭环控制系统的开环传递函 数为： 肿击＝ 精 丽ｃ １０ 其中Ｇ１（ｓ）＝ｌ／（Ｌｌｓ＋Ｒ・），（；２（ｓ）＝Ｉ／Ｑ，Ｇ＝ｌ（ｓ）＝Ｉ／（ＬａＳ＋ Ｒ２），Ｇｃ＝Ｋ， ＝Ｋｐ＋ 。 将这些关系式代到式（１Ｏ），得到系统开环传递函数 为： Ｇ（ｓ）：击２～ ２ ｙ０ｓ＋ｙ１：］ 掣 一 ｓ＋ｙ２ｓ＋ ｓ （１１） 其中Ｘｏ＝ＫＤＫ，ｘｉ＝ＫｉＫｃ，Ｖｏ＝厶 Ｃ，ｙｌ＝ 尺 Ｃ＋ 厶 Ｃｌ＋ ＣＫ，ｙ２＝厶＋ ＋ＲｌＲ２Ｃｌ＋ ＣＫ，ｙ３＝Ｒｌ＋Ｒ２。选 择适当的比列补偿器与ｌ：ｇｆｆＵ积分补偿器的参数代 入式子（１１）中，可以得到系统的伯德图。 ４ ＬＣＬ滤波器的参数设计 ＬＣＬ滤波器的设计涉及到厶、 、Ｃ及谐振频率 等参数的选择，这四个参数相互耦合、相互影响， 且其选择直接影响滤波效果。 ４．１电感值Ｌ的确定 ＬＣＬ滤波器的总电感值决定了逆变器输出电 流的跟踪速度与精度。光伏并网逆变器要求电感两 —．３４—— 端的纹波电流控制在额定输出的１５％一２５％，取允许 纹波峰值为２０％，由此可以得到总电感Ｌｒ的下限 值 为 Ｌｒ≥ × 设计总电感时，需要考虑谐波电流变化率的问 题。取谐波含量最大，如不进行光伏发电时分析。 一 ＝ＬｒｘｄＵｄ （１３） 为使电流变化率尽量提高，可得到Ｌ Ｔ上限值。以 最常见的三相整流桥带阻感性负载为例，取经验公 式，可得到： Ｌｒ≤４．５３￣１０－５ （１４） 式中， 约为负载电流的０－３倍。在本系统中可取 ≤４．５３￣１０－５ （１５） 式中：以为电网相电压有效值； 为直流侧电压， 为开关频率； 为开关频率处角频率； 为光伏电池输出功率； 甜为负载功率。 Ｌ与 均分滤波器的总电感值，即Ｌｌ＋ ＝Ｌｒ。 两者的取值会影响电容、谐振频率及滤波效果等。 逆变器输出纹波的大小主要取决于的Ｌｌ大小，厶、 取值一定时，电容ｃ值越大，电感Ｌｌ对谐波抑制效 果越好。为了确定厶与 值，引入开关次谐波衰减 比作为约束条件。 Ｊ２＿＿一—— 下≤Ｏ．１ （１６） １ Ｉ１－ Ｃ ｌＬ 比值越大ＬＣＬ滤波器中电感Ｌｌ对开关频 率处的谐波抑制作用最明显，滤波性能更加接近单 Ｌ滤波器；但是Ｌｌ／ 比值越大，电感Ｌｌ的磁心也越 大，对节约磁心材料不利，Ｌ￣ＩＬ２的比值取３—７之间 比较合适。 ４．２电容Ｃ的确定 根据电路阻抗并联原理，在开关频率处阻抗值 主要是由Ｃ决定，当厶、 取值一定时，电容ｃ的取 值越大，ＬＣＬ滤波器的谐振频率越小，电容ｃ为高 频谐波分量提供了低阻通路，为了尽可能减少注入 藏 国遵 电网的高频分量，应使容抗 小于网侧电感Ｌ １ 其低频段与Ｌ型采滤波器的工作频率特性一致．系 感抗的２０％，即满足 统用电容电流 作为内环反馈量，电感电流 作为 １ ＜２０％ｘ２，ｒｒｆｗＬ１（１７） 外环的电流双闭环控制策略，相频特性曲线在截止 频率点处明显下降，采用此方法系统的谐振峰值得 Ｃ取值太大，开关频率纹波高频分量从电容支 到了抑制，系统的工作频率特性可以达到理想状 路分流不够，使更多的高频谐波电流进入电网。为 态。 了避免并网逆变器的功率因数的过度降低，一般滤 用Ｍａｔｌａｂ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ建立了系统仿真模型，设定 波电容吸收的基波无功功率不能大于系统额定有 系统控制参数厶＝５ ｍＨ， ＝１．５ ｍＨ，Ｃ＝１８ｔｘＦ，Ｒ１＝ 功功率的５％ｆ８１ Ｒ２＝Ｏ．５ ｎ， ＝Ｏ．２６，Ｋ＝２７．３０，Ｋ￣＝８０．１２。仿真结果如 ｃ≤— （１８） 图６所示。 ３ｘ２＇ｒｒｆ１ 式中，Ｐ为逆变器额定功率； ｆｌ为电网基波频率。 ４．３谐振频率的确定 光伏并网系统中要求ＬＣＬ滤波器的谐振峰不 能出现在低频或高频段，设计谐振频率： 逆变器输出电流还需要对非线性负载产谐波 ｌ０ｆ＜， ＝ 、／锗＜争 （１９） 图６双环控制系统仿真图 进行补偿，以典型的三相桥式整流电路为例．一般 ６结束语 需要对２５次以内的谐波进行补偿，为了保证非线 性负载谐波电流的补偿效果，在本系统中可设为 本文对ＬＣＬ型滤波器进行分析，建立了ＬＣＬ型 ２５ ＜ ＜ （２０） 滤波器的数学模型，分析其原理，介绍了电容电流 作为内环反馈量，电感电流 作为外环的电流双闭 使谐振频率更靠近开关频率的一半，对有功基 环控制策略，使得系统控制性能得到有效改善，能 波与谐波补偿的叠加信号在中低频具有较宽的通 够满足系统的要求。并提出ＬＣＬ型滤波器的参数设 频带。 计方法，与相关经验参数结合，给出可行的滤波参 数。仿真及试验结果验证了本文参数设计方法及控 ５ 仿真与实验 制方法的有效性与可行 。 系统在低频段的幅频特性曲线与实轴相重合， ＇’ ＇ ， ’ ’ ＇，＇’ ＇＇’ ＇＇ ＇１１． ＇ ｌｂｉ》＇ ＇＇＇＇ ＇＇ ＇ 》’》＇， ’ ’＇’＇》》 ， ＇ ＇＇ ＇＇● （上接第４７页） ６ 结束语 助参考作用。 参考文献 本文主要分析了单相无桥ＰＦＣ的拓扑结构， 并提出了无桥ＰＦＣ的电流采样方式和在大功率应 ［１】刘桂花，刘永光，王卫．无桥Ｂｏｏｓｔ—ＰＦＣ技术研究 电子 用中的平均电流控制方式，并在此基础上通过 器件，２００７，３０（５）：１９１８－１９２１． Ｓｉｍｕｌｉｎｋ建立仿真模型，通过仿真模型可以清晰的 ［２］ＡＮ１６０６ ＤＡＴＡＳＨＥＥＴ［Ｚ］．ＳＴＭｉｃｒｏｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ． 了解无桥ＰＦＣ设计方案，在具体参数设计中起到辅 ［３】ＩＲｌ１５０ ＤＡＴＡＳＨＥＥＴ ＮＯ．ＰＤ６０２３０［Ｚ］．Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ 一３５—